• RU
  • icon На проверке: 10
Меню

Разработка радиопередающего устройства с амплитудой, однополосной или частотной модуляцией

  • Добавлен: 05.02.2015
  • Размер: 688 KB
  • Закачек: 0
Узнать, как скачать этот материал

Описание

3- разработка радиопередающего устройства с амплитудой, однополосной или частотной модуляцией. Курсовой в pdf.

Состав проекта

icon razrabotka-radioperedayuschego-ustroystva-s-amplitudoy-odnopolosnoy-ili-chastotnoy-modulyaciey.pdf

Дополнительная информация

Контент чертежей

icon razrabotka-radioperedayuschego-ustroystva-s-amplitudoy-odnopolosnoy-ili-chastotnoy-modulyaciey.pdf

Курсовая работа на тему:
Разработка радиопередающего устройства работающего в режиме
однополосной модуляции
ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ .. 4
ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ 5
РАСЧЁТ РЕЖИМА РАБОТЫ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА .. 10
1 Выбор типа транзистора .. 10
2 Расчёт входной цепи транзистора .. 12
3 Расчет коллекторной цепи оконечного каскада 13
РАСЧЕТЫ И ВЫБОР ВХОДЯЩИХ КАСКАДОВ . 17
1 Расчет кварцевого автогенератора . 17
2 Выбор типа балансного модулятора .. 21
3 Выбор и расчёт фильтров 24
РАСЧЁТ ЛИНИИ СВЯЗИ . 28
СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТЫ 36
РАСЧЁТ СИСТЕМЫ ОХЛАЖДЕНИЯ ТРАНЗИСТОРА 2Т925В 38
Темой данной курсовой работы является разработка радиопередающего
распространение в диапазоне частот f = 15 - 300 МГц в качестве связных
так как речевой (передаваемый) сигнал достаточно узкополосен - 300 3400
Гц. Это обусловлено назначением такого вида передатчиков как в
энергопотреблении (мобильные радиостанции) так и особенностями данного
частотного диапазона а именно его низкой информационной ёмкостью.
Исходя из вышеуказанных обстоятельств можно сделать вывод что
однополосная модуляция обладает рядом преимуществ перед обычной
амплитудной модуляцией. К ним относятся: более узкая полоса частот
радиоканала (что позволит осуществлять частотное уплотнение каналов)
лучшие энергетические характеристики радиопередатчиков (повышенный
КПД по сравнению с обычной амплитудной модуляцией) универсальность
(использование в стационарных условиях в качестве базовых станций а
также в системах подвижных служб - сухопутной морской воздушной).
принципиальная схема как передающего так и приёмного тракта данного
Требования которым должен удовлетворять передатчик это прежде
всего простота схемного исполнения (которая достигается применением
современной элементной базы) что обеспечивает высокую надежность
возможности работы в широком диапазоне температур и влажности
окружающей среды простота в обращении иногда ударостойкость малое
энергопотребление а также низкая себестоимость.
ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ
Спроектировать связной радиопередатчик с однополосной модуляцией
удовлетворяющий следующим параметрам:
Максимальная выходная мощность в фидере – Р1ma
Диапазон частот – f = 272 296 МГц;
Волновое сопротивление фидера – Wф=15 Ом;
Напряжение источника питания – Е = 220 В 50 Гц (сеть);
Шаг сетки частот – 1 кГц;
Частоты модуляции – f мод = 05 15 кГц;
Относительная нестабильность частоты – 3 * 10 – 5.
В процессе проектирования необходимо выбрать и рассчитать:
– составить и обосновать структурную схему;
– рассчитать режим работы оконечного каскада;
– рассчитать цепи связи оконечного каскада с фидером;
– рассчитать автогенератор;
– рассчитать индуктивности в цепи согласования и выбрать тип
– сформировать требования к источнику питания привести схемы.
ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
Связные передатчики данного частотного диапазона f = 1.5 30 МГц
работают как правило в режиме однополосной модуляции. Однополосный
сигнал формируется фильтровым методом на относительно низкой частоте
(f0 = 500 кГц) и переносится с помощью преобразователей частоты в рабочий
Структурная схема проектируемого передатчика построим таким
образом чтобы максимально снизить нелинейные искажения одновременно
обеспечив заданное подавление внеполосного излучения колебаний а также
минимальное число перестраиваемых цепей в промежуточных и оконечном
каскадах передатчика. Рассмотрим вариант структурной схемы (рис. 1)
вполне удовлетворяющей изложенным выше требованиям.
f0 = 500 кГц f2 = (f min – f max )
Рис. 1. Структурная схема проектируемого передатчика.
Краткое описание предлагаемой структурной схемы и назначение
Звуковой сигнал с микрофона усиливается усилителем нижних частот
(УНЧ) до необходимого уровня и попадает на балансный модулятор 1 (БМ
) на второй вход которого поступает напряжение с частотой f0 = 500 кГц (в
качестве опорной частоты f 0 используется
синтезатором частоты). Частота этого генератора выбрана с учетом
амплитудно - частотной характеристики электромеханического фильтра
(ЭМФ) и выбором рабочей боковой полосы (верхней). Для этой частоты
промышленностью выпускаются электромеханические фильтры (ЭМФ) с
крутизной характеристики затухания S = 01 015 дБГц кроме того
синтезатор частоты обеспечит заданную относительную нестабильностью
частоты так как в его составе используется кварцевый генератор. Так как
полоса полезного сигнала в соответствии с ТЗ равна 500 до 15000 Гц то
можно применить ЭМФ полоса пропускания которого равна 3 кГц. По
стандартам для однополосных передатчиков с рабочей частотой выше 7 МГц
выходной сигнал должен содержать верхнюю боковую полосу (рис.2) а при
рабочей частоте ниже 7 МГц - нижнюю. На выходе БМ 1 получается
двухполосный сигнал с ослабленной несущей. Степень подавления несущей
частоты на выходе передатчика определяется балансным модулятором и
ЭМФ а нежелательной БП только параметрами ЭМФ. Поэтому от
качества построения этого каскада зависит степень наличия в сигнале
посторонних спектральных составляющих причем в последующих каскадах
невозможно изменить соотношение этих составляющих в сигнале. После
прохождения сигнала через БМ 1 и ЭМФ сигнал затухает поэтому
целесообразно применить компенсационный усилитель (КУ 1) с выхода
которого сигнал поступает на БМ2.
На второй вход БМ 2 поступает сигнал вспомогательной частоты f 1 =
МГц которая аналогично f 0 формируется синтезатором. Частота f
выбирается выше верхней рабочей частоты передатчика – f B. При таком
выборе комбинационная частота на выходе БМ 2 равная f 1 + f 0 также будет
выше верхней частоты рабочего диапазона передатчика. Следовательно
колебания вспомогательного генератора f
и продукты преобразования
первого порядка с частотами f1 + f0 если они попадут на вход усилителя
мощности не создадут помех в рабочем диапазоне проектируемого
передатчика. Относительная расстройка между комбинационными частотами
на выходе БМ 2 как правило не велика поэтому селекция нужной
фильтром (ПФ) или фильтром на поверхностных акустических волнах
обладающие достаточно высокой избирательностью. Полоса пропускания
этого фильтра должна быть не меньше полосы передаваемого сигнала. После
прохождения сигнала через БМ 2 и ПФ сигнал также ослабляется поэтому
здесь тоже целесообразно применить компенсирующий усилитель (КУ 2)
после которого сигнал поступает на БМ3.
Однополосный сигнал с выхода КУ 2 в балансном модуляторе БМ3
смешивается с частотой f 2. Источником этих колебаний служит синтезатор
сетки дискретных частот генерирующий сетку в заданном диапазоне с
заданным шагом. Частота f
выбирается выше f 1 то есть выше рабочего
диапазона. Частоты рабочего диапазона получаются на выходе БМ3 в
зависимости от значения f2. Они равны разности частот f2 и промежуточных
частот преобразований на выходе полосового фильтра f = f2 - f1 - f0. Таким
образом можно определить требуемый диапазон сетки f2.
Верхнее значение: f2 = fв + f1 + f0 = 16 + 20 + 05 = 365 Мгц
Нижнее значение: f2 = fн + f1 + f0 = 10 + 20 + 05 = 305 Мгц
Эти частоты выделяются фильтром нижних частот (ФНЧ) который
должен охватывать весь рабочий диапазон. Частота среза ФНЧ должна быть
не менее верхней рабочей частоты диапазона.
Однополосный сигнал формируется на малом уровне мощности 1 - 5
мВт. До заданного уровня на выходе передатчика он доводится линейным
широкополосным усилителем мощности число каскадов в котором
определяется величиной сквозного коэффициента усиления:
КР = Р1 РВХ = 112 0005 = 2240
где Р1 - мощность в коллекторной цепи оконечного каскада
РВХ - мощность однополосного сигнала на выходе ФНЧ.
В результате усиления ШПУ получается уже достаточно сильный
сигнал поступающий на вход оконечного каскада (ОК) который определяет
номинальную заданную мощность в передающем тракте определяет КПД
устройства кроме того цепь связи (ЦС) включенная последовательно с ОК
каскадов усиления (ШПУ) для получения номинальной заданной мощности
исходя из величины сквозного коэффициента усиления:
Примем коэффициент усиления по мощности одного каскада равный 8
тогда число каскадов ШПУ можно определить разделив КР на величину
коэффициента усиления одного каскада.
Усиление сигнала по мощности на величину не менее 4375 будет
производиться в оконечном каскаде.
Рис. 2. Спектры сигналов и АЧХ фильтров.
РАСЧЁТ РЕЖИМА РАБОТЫ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА
1 Выбор типа транзистора
Рациональный выбор транзистора для оконечного каскада передатчика
определяет такие характеристики усилителя как коэффициент полезного
действия (КПД) и коэффициент усиления по мощности. В ТЗ на курсовое
проектирование указана колебательная мощность Р1max на входе фидера
соединяющего передатчик с антенной.
Для оценки мощности Р1 которую должен отдавать транзистор
следует задаться величиной КПД цепи связи:
В зависимости от схемы цепи связи мощности и рабочей частоты
передатчика величина КПД цепи связи может находиться в пределах от 07
до 09. В данном передатчике работая в КВ диапазоне где потери ВЧ
энергии незначительны можно принять цс = 09. Исходя из вышеуказанных
рассуждений можно определить минимальную полезную мощность Р1 с
учетом цепи связи которую должен развивать транзистор.
Р1 = Рфидера цс = 10 09 = 112 Вт
Выбор транзистора для оконечного каскада передатчика необходимо
сделать с учетом развиваемой пиковой мощности (с учетом КПД оконечного
каскада) и рабочей частоты – не менее 30 МГц.
Выбор транзистора остановим на 2Т925В; его параметры приведены
- Электрические параметры приведены в таблице 1:
Сопротивление материала базы
Стабилизирующее сопротивление в цепи эмиттера
Сопротивление насыщения
Сопротивление утечки эмиттерного перехода
Коэффициент передачи по току в схеме с общим эмиттером ОЭ на частоах
Граничная частота передачи по току в схеме с ОЭ не менее
напряжении Ек при Ек = 12 В не более
напряжении Еэ при Ек = 12 В не более
Индуктивность вывода эмиттера транзистора
Индуктивность вывода базы транзистора
Индуктивность вывода коллектора транзистора
Предельное напряжение на коллекторе
Допустимое значение питающего напряжения на коллекторе
Допустимое значение обратного напряжения на эмиттерном переходе
Допустимое значение постоянной составляющей коллекторного тока
Допустимое значение Iк мах (В импульсном режиме)
Допустимое значение постоянной составляющей базового тока
Допустимая температура переходов транзистора
Тепловое сопротивление переход (кристалл) - корпус
Средняя рассеиваемая мощность в динамическом режиме
Постоянная времени цепи коллектора пс не более
Коэффициент полезного действия коллектора
Диапазон рабочих температур °C
- Конструктивно-габаритные параметры приведены на рис. 3.
Рис. 3. Конструктивно-габаритные параметры транзистора 2Т925В.
2 Расчет входной цепи транзистора
Предполагается что между базой и эмиттером транзистора по
предназначенный для устранения
радиочастоте включен резистор
искажений" в импульсах коллекторного тока.
В реальной схеме усилителя мощности можно не ставить
при проведении последующих расчетов
необходимо учитывать.
Коэффициент учитывающий уменьшение усиления по току:
:= 1 + 0.5 2 ft Ck Rek = 1.216
Амплитуда тока базы:
Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:
Ie0 := Ik0 + Ib0 = 1.236
Напряжение смещения на эмиттерном переходе:
+ E' + Ib0 rb + Ie0 re =
Требуемая входная мощность от предварительного усилителя:
3 Расчет коллекторной цепи оконечного каскада
Uk1kp := Ek 0.5 + 0.5 1
Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:
Постоянная составляющая коллекторного тока:
Максимальная мощность потребляемая от источника питания:
P0max := Ek Ik0 = 15.456
КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке:
Мощность рассеиваемая на коллекторе транзистора:
Pkmax := P0max P1max = 4.256
Добавочное сопротивление эмиттерной нагрузки:
Коэффициент усиления по мощности:
В результате выполнения расчёта входной (базовой) и коллекторной
цепи транзистора видно что в выбранном режиме транзистор обеспечивает
требуемую мощность 112 Вт на выходе каскада. Коэффициент усиления по
мощности Кр = 14 при этом имеет достаточно высокий КПД 72 %.
Индуктивности выводов и емкости кристалла транзистора имеют малую
величину поэтому на данных частотах они влияния не оказывают. Выходное
сопротивление усилителя по высокой частоте Rek = 85 Ом.
Выбор принципиальной схемы (рис. 4) схемы питания и расчет
блокировочных элементов.
Рис. 4. – Параллельная схема питания.
Блокировочные элементы рассчитываются исходя из следующих
Разделительная емкость Cбл ставится для передачи ВЧ сигнала т.к.
обладает малым сопротивлением как элемент согласования.
Также ёмкость Cбл ставится для устранения взаимного влияния
каскадов передатчика друг на друга через источник питания.
XCбл XLблXCбл = XLбл (100 - 200)
Чтобы получить = 90° необходимо обеспечить Rавт > RД. Для этого
используем схему приведенную на рис. . Здесь при R1 >> R2 сопротивление
( + 1) Rd + rb + 1 + b 0 re = 89.065
позволяет подать на транзистор напряжение питания и
при этом не влияет на прохождение
представляя собой высокое
сопротивление для ВЧ - сигнала. Рассчитаем блокировочную индуктивность:
РАСЧЕТЫ И ВЫБОР ВХОДЯЩИХ КАСКАДОВ
1 Расчет кварцевого автогенератора
источниками колебаний частота и амплитуда которых являются основными
параметрами схемы и должны в минимальной степени зависеть от внешних
условий. В состав автогенератора обязательно входит активный элемент
(транзистор) и колебательная система определяющая частоту колебаний. Во
многих случаях к передатчикам предъявляются требования к стабильности
частоты колебаний которая зависит не только от элементов схемы но и от
внешних условий. С этой целью автогенератор стараются защитить от
электромагнитных и радиоактивных излучений нестабильности источников
питания и т.д. которые могут оказать влияние на стабильность частоты.
Построим автогенератор проектируемого передатчика по схеме
емкостной трехточкой. Эквивалентная схема данного автогенератора
приведена на рис. 5.
Рис. 5. Эквивалентная схема автогенератора.
Рис. 6. Принципиальная схема автогенератора.
Методика расчёта автогенератора упрощается если инерционными
явлениями в транзисторе пренебречь. Это можно сделать в том случае когда
граничная частота транзистора по крутизне f S выше рабочей частоты
автогенератора f (0.1 0.2) fS . Выберем транзистор автогенератора 2Т368А.
Исходные данные для расчета:
Частота автогенератора – 20 МГц
Напряжение питания – 5 В
Мощность в нагрузке не менее 03 Вт.
Необходимые параметры транзистора 2Т368А:
Сопротивление насыщения транзистора – rнас = 03 Ом
Частота единичного усиления – fт = 900 МГц
Статический коэффициент передачи по току – 0 = 50
Допустимое напряжение на коллекторном переходе – Uкэ доп = 15 В
Допустимое обратное напряжение на эмиттерном переходе - Uбэ доп = 4
Допустимый постоянный ток коллектора – Iкэ max = 06 А
Задаёмся фактором регенерации. Выберем G = 2.
Выберем угол отсечки =2 при работе генератора и определим
коэффициенты разложения косинусоидального импульса γ 1 ( ) α 1 α 2 cos .
α0 = 0319; α1 = 05; γ0 = 0319; γ1 = 05; g1 = 157;
Амплитуда переменного напряжения на коллекторе:
Umk := Ek 0.5 + 0.5 1
Остаточное напряжение на коллекторе:
Определяем суммарную величину импульса коллекторного тока:
Первая гармоника коллекторного тока:
Напряжение на коллекторной нагрузке (контуре):
Uk1 = Ik1 Roeкр = 4045 0122 = 49 В
Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи автогенератора:
Полезная колебательная мощность автогенератора:
P1 = Uk1 Ik1 = 492 0122 = 059 Вт
Рассеиваемая на коллекторе мощность:
PK = P0 P1 = 059 – 038 = 021 Вт
Определим КПД автогенератора:
= P1 P1 + P0 = 059 059 + 038 = 062
Применим осцилляторную схему емкостной трехточки (рис. .) в
соответствии с эквивалентной схемой. Данный автогенератор работает на
первой гармонике кварца поэтому контур должен быть настроен на
соответствующую частоту исходя из которой можно определить элементы
1. Определим значение результирующей ёмкости контура С0 исходя
из величин емкостей С2 и С1. Примем номиналы С1 = 30 пФ С2 = 120 пФ.
С0 = С1 С2 С1 + С2 = 24 пФ
2. Определим значение коэффициента обратной связи:
КОС = С1 С2 = 30 120 = 04
3. Определим значение индуктивности контура L3:
L3 = 1 4 2 f0 2 C0 = 24 мкГн
4. Выберем емкость С3 С2 С1 равную 10 пФ.
Определим номиналы резисторов:
R1 = Ек – Еб Iб0 = 5 – 07 156 = 2756 кОм (27 кОм)
где Iб0 = Iк0 0 = 0078 50 = 156 мА
Rбл = Eп Ik max = 5 024 = 21 Ом
Проверим условие самовозбуждения - Кос S Roe
проведем вспомогательные расчеты:
1. Ток эмиттерного перехода:
Iэ = Iк0 (1 + 0) 0 = 0079 А
2. Сопротивление эмиттерного перехода:
Rэ = 1 40 Iэ = 0315 Ом
3. Крутизна базового тока:
S = 0 Rб + Rэ 0 = 317 А В
Кос S Roe кр = 04 317 404 = 48
2 Выбор типа балансного модулятора
Выбор типа балансного смесителя определяет качество работы
интегральном исполнении что позволяет значительно упростить его расчеты
процесс настройки и конструкцию. Для нашего изделия подходит
балансного смесителя согласно документации показано на рис. 7.
избирательной системой. Предназначен для использования в качестве
смесителя частоты в диапазоне частот до 1000 МГц. Обладает хорошей
развязкой между входной цепью гетеродина и выходом (просачивание
напряжения гетеродина на вход приемника составляет 40 50 дБ). Содержит
интегральных элементов масса не более 15 г.
Рис. 7. – Вариант включения микросхемы К174ПС4.
Основные электрические параметры микросхемы К174ПС4:
Номинальное напряжение питания 54 66 В + 10%
Ток потребления при Un = 6 В 10 мА
На частоте 100 МГц 12 дБ
Крутизна преобразования:
На частоте 28 МГц 6 мА В
На частоте 1000 МГц 5 мА В
Максимальное напряжение сигнала на выводах 781113 500 мВ
Максимальная частота входного сигнала 1000 МГц
Максимальная частота опорного сигнала 1000 МГц
Максимальное сопротивление нагрузки .> 50 Ом
Температура окружающей среды.- 45 + 70 С
Напряжение гетеродина (автогенератора) подаётся на вывод 8
напряжение сигнала на вывод 11 при замкнутых выводах 1 и 14. Допустимый
коэффициент нелинейности = 5% при UC = 20 мВ. Номиналы емкостей
типовой схемы включения: С1 С3 = 0.1 мкФ С2 = 100 пФ. Расчёт элементов
контура производится в соответствии с частотой гетеродина (L1C4):
Задаём значение ёмкости C4 = 470 пФ и определяем величину
а) для БС с f = 500 кГц:
Lк = 1 4 2 f 2 Cк = 1 4 2 (500 10 3 ) 2 470 10
б) для БС с f = 20 МГц:
Lк = 1 4 2 f 2 Cк = 1 4 2 (205 10 6 ) 2 470 10
В качестве широкополосных усилителей в данном случае можно
также использовать интегральные микросхемы. Для нашего изделия
коэффициентом усиления. Данный усилитель предназначен для применения
в качестве антенных усилителей усилителей промежуточной частоты
телевизионных и радиотрансляционных приемников буферных каскадов
предварительных усилителей и усилителей-ограничителей. Содержит 12
интегральных элементов масса не более 1 г. Типовое включение
микросхемы в качестве балансного смесителя согласно документации
Рис. 8. – Вариант включения микросхемы К175УВ1А.
Основные электрические параметры микросхемы:
Номинальное напряжение питания.6 В ± 10 %
Ток потребления при Un = 6 В. 15 мА
Коэффициент усиления напряжения при
Un = 6 В f вx = 10 МГц не менее 10
Верхняя граничная частота при Un = 6 В:
К175УВ1А не менее 45 МГц
К175УВ1Б не менее 60МГц
Входное сопротивление при Un = 6 В не менее 1 кОм
Коэффициент нелинейности амплитудной характеристики при Un = 6
f = 40 МГц не менее 5 %
Коэффициент шума при Un = 6 В f вx = 20 МГц 12 дБ
Входное напряжение на выводах 4 6 10 11 001 В
Ток нагрузки (постоянный) по выводу 6 не более 6 мА
Сопротивление нагрузки по выводу 6 > 1 кОм
Температура окружающей среды – 60 + 125 °С
3 Выбор и расчет фильтров
Первое преобразование в однополосных передатчиках выполняется на
частоте 500 кГц что обусловлено широким применением стандартизованных
электромеханических фильтров (ЭМФ). При весьма малых габаритных
размерах они имеют высокую избирательность узкую и достаточно
неравномерностью в полосе пропускания.
Для работы на первой поднесущей частоте 500 кГц выберем фильтр
ФЭМ4 - 031. Полоса пропускания этого фильтра составляет 31 кГц. Это
соответствует стандартной полосе модулирующих частот 300 3400 Гц.
Параметры фильтра ФЭМ4 – 031:
f = 500 кГц - несущая частота;
f = 300 3400Гц - полоса пропускания (верхняя);
а = 03 дб - неравномерность АЧХ в полосе пропускания;
а = 60 дб - затухание вне полосы;
Rвх = Rвых = 33 кОм - входное и выходное сопротивление;
Cвх = Cвых = 56 пФ - входная и выходная емкости.
- Зададим среднюю величину входного напряжения сигнала Uc на
выходе УНЧ микрофона – 100 мВ.
- Найдём напряжение на входе фильтра после балансного модулятора:
U ВЫХПЧ = Uc Rн S = 0.1В 500Ом 0.005 А В = 0.25 В
Определим коэффициент передачи фильтра и найдём значение
напряжения на выходе фильтра:
α РАЗ = 10 20 = 10 20 = 1.035 раз K = 1
U ВЫХФ = К U ВХФ = 0.25 0.966 В = 0.24 В
В результате первого преобразования спектр модулирующих частот
формировании однополосного сигнала на рабочей частоте снимается
проблема разделения фильтрами близко расположенных составляющих
следовательно необходимо применять вышеуказанный фильтр с высокой
В результате второго преобразования спектр модулирующих частот
оказывается перенесенным в область 20 МГц причем спектральные
составляющие сигнала оказываются разнесены на 500 кГц относительно
поднесущей. В этом случае высокой избирательности не требуется
следовательно можно применить избирательную систему на основе
колебательных контуров обеспечивающие достаточную избирательность в
рабочей полосе осуществляя подавление нерабочих составляющих спектра
за пределами частот рабочего диапазона. В связи с узким рабочим
колебательных контуров (рис. 9.)
Рис.9 .Избирательная система на основе трёх колебательных контуров.
Определяем значение индуктивности контура:
Примем неравномерность АЧХ в полосе пропускания а = 2 дб
Определим коэффициент передачи цепи и найдём значение напряжения
на выходе балансного модулятора 2:
α РАЗ = 10 20 = 10 20 = 1.259 раз K = 1 α = 1 1.259 = 0.794
U ВЫХФ = К U ВХФ = 0.794 0.6 В = 0.47 В
Выберем схему фильтра нижних частот для третьего балансного
модулятора таким образом чтобы обеспечить заданную рабочую полосу
частот при этом подавить частоты в области 500 кГц и выше 20 МГц (рис.
). Расчет элементов фильтра и его принципиальную схему смоделируем в
среде OrCad 9.2 построив АЧХ (рис. 10).
Рис. 9. Принципиальная схема фильтра нижних частот.
Рис. 10. АЧХ фильтра нижних частот.
Номинальное значение сигнала на входе фильтра зададим равным 1 В.
Т.к. фильтр пассивный то его коэффициент передачи меньше 1 что и
получилось в результате моделирования АЧХ.
обеспечивать работу на нагрузку (фидер) сопротивлением WФ = 50 Ом. Для
выполнения этого требования в состав передатчика (а именно на выходе
усилителя мощности) необходимо включить согласующую цепь.
Выбор типа цепи связи зависит от коэффициента перекрытия по
Kf = fверх fниж = 16 МГц 10 МГц = 16; следовательно ПРД –
Исходя из значения Kf применяем трансформатор на длинных линиях.
Данный способ согласования не обеспечивает необходимого подавления
внеполосных искажений поэтому необходимо применить дополнительную
цепь подавления – фильтр.
Расчет цепи согласования
Выбор схемы соединения и значение коэффициента трансформации
обусловлен значениями согласуемых сопротивлений при которых обычные
широкополосные трансформаторы имеют низкий КПД из-за влияния
индуктивности рассеяния.
RН = WФ = 50 Ом – сопротивление нагрузки трансформатора
RВЫХ = RЭК = 85 Ом – выходное сопротивление оконечного
N = RН RВЫХ 6 – коэффициент трансформации сопротивлений
диапазон рабочих частот от fН = 10 МГц до fВ = 16 МГц
Запас по мощности в нагрузке трансформатора (на входе
фильтрующей цепи ) PН = РФ МАКС Ф 24 Вт
неравномерность АЧХ на fН трансформатора примем равной
α1 = 01 ( КБ.ТР > 0895 )
Выбор типа согласующего трансформатора:
заданную трансформацию сопротивлений при этом работать на заданном
уровне мощности с равномерной частотной характеристикой и обладать
минимальными потерями. Схема трансформатора приведена на рисунке 11.
Рис. 11. Схема согласующего трансформатора.
Необходимое волновое сопротивление линии:
Z С.ТРЕБ = R ВХ R Н ZС.ТРЕБ 20 Ом
Амплитудные значения напряжения и тока в нагрузке:
U Н = 2 Р Н R Н UН 335 В
I Н = 2 Р Н R Н IН = 067 А
Ток в линии IЛ = IН = 067 А
Выбираем коаксиальную линию КВФ – 25 с волновым
сопротивлением ZС = 25 Ом.
Оценим общую геометрическую длину линий:
( 18 ÷ 54 )° при ZС ZС.ТРЕБ. Примем = 30 °
С = 3 10 8 – скорость света
= 21 – диэлектрическая проницаемость заполнителя коаксиала
использовании гибких линий достаточной длины что позволяет наматывать
Высшие гармоники тока или напряжения образованные в результате
работы транзистора УМ в нелинейном режиме с = 90° должны быть
ослаблены в нагрузке передатчика (фидере) до уровня определенного в
задании на курсовую работу – 45 дБ. С этой целью на выходе передатчика
включается фильтр ПВИ для обеспечения заданной фильтрации гармоник в
первую очередь наиболее интенсивных - второй и третьей. Фильтрующая
цепь должна обеспечить минимальное ослабление сигнала в рабочем
диапазоне частот передатчика при заданном уровне колебательной мощности
Коэффициент перекрытия передатчика по частоте Кf = 16
RН = WФ = 50 Ом – сопротивление нагрузки
КБ.Н. ≥ 08 – допустимое значение КБВ нагрузки
КБ.ВХ. ≥ 07 – допустимое значение КБВ на входе фильтрующей
αДОП = - 45 дБ – необходимый уровень ПВИ
αСЦ 0 – дополнительное затухание вносимое согласующей
αГN – относительный уровень высших гармоник напряжения (или
тока) на выходе УМ. Величина αГN определяется схемой и режимом работы
УМ. Для рассматриваемого случая (однотактный УМ в недонапряженном
или критическом режиме):
Для наиболее значимой второй гармоники при = 90° α2() = 0212.
Расчет основных параметров фильтра:
Так как КfП 19 (допустимая норма) устанавливаем один фильтр.
Граничные частоты среза фильтра возьмём равными + 1 МГц к
соответствующим частотам fН = 10 МГц и fВ = 16 МГц передатчика.
Неравномерность АЧХ в полосе пропускания фильтрующей
Минимальное затухание которое должен обеспечить фильтр в
полосе задерживания:
αФN ≥ - αДОП + αГN + αСЦαФ2 ≥ 425 дБ
Нормированная частота в полосе задерживания (для ФНЧ):
При выборе схемы фильтра необходимо обеспечить малое
входное сопротивление на частотах высших гармоник. В частности для
однотактного УМ ФНЧ должен начинаться с параллельной емкости С1. Для
рассматриемого случая αФ2 > (20 ÷ 30) дБ и З2 (15 ÷ 18) поэтому
рекомендуется применять фильтры Кауэра имеющие равномерную АЧХ в
полосе пропускания и АЧХ со “всплесками” затухания в полосе
задерживания. Используя диаграмму для оценки порядка фильтров Кауэра на
рис. [2] и данные таблицы 9 выбираем фильтр 9-го порядка С09 – 05 – 67 с
α = 00109 дБ З = 1086360377 αФ = 464 дБ ρ = 5%.
Принципиальная схема фильтра приведена на рис. 12.
Рис. 12. Схема фильтра Кауэра 9-го порядка.
Нормированные значения элементов:
c1 = 0693482L2 = 1235453c2 = 0163150
c3 = 1172824L4 = 0748031c4 = 1008319
c5 = 0793057L6 = 0575410c6 = 1456578
c7 = 0908201L8 = 0765453c8 = 0707124
Производим денормирование:
LB = 1085147 мкГнСВ = 192915 пФ
С1 = СВ с1 = 133783 пФС2 = СВ с2 = 31474 пФ
С3 = СВ с3 = 226255 пФС4 = СВ с4 = 19452 пФ
С5 = СВ с5 = 152993 пФС6 = СВ с6 = 280996 пФ
С7 = СВ с7 = 175206 пФС8 = СВ с8 = 136415 пФ
С9 = СВ с9 = 67773 пФ
L2 = LB l2 = 1341 мкГн
L4 = LB l4 = 0812 мкГн
L6 = LB l6 = 0624 мкГн
L8 = LB l8 = 0831 мкГн
Произведем конструктивный расчет катушек L2 L4 L6 L8.
Приближенно можно считать что действующие на LC – элементах
напряжения и токи в 3÷5 раз больше номинальных значений напряжения и
Действующее значение тока в нагрузке:
Действующее значение напряжения на нагрузке:
размагничивающего влияния близко расположенных проводников деталей
конструкции каркаса и стенок блока:
L2РАСЧ = 11 L2L2РАСЧ = 1475 мкГн
L4РАСЧ = 11 L4L4РАСЧ = 0893 мкГн
L6РАСЧ = 11 L6L6РАСЧ = 0686 мкГн
L8РАСЧ = 11 L8L8РАСЧ = 0914 мкГн
Выберем диаметр провода катушки исходя из соображений ее
допустимого перегрева. Для цилиндрической однослойной катушки с
естественным (конвекционным) охлаждением:
Т 2 = 40 К – разность температур провода и окружающей среды.
g = (13÷15)dg = 075 мм
Число витков спирали катушки:
N = L РАСЧ ( F D) где
D – диаметр намотки катушки см
F – коэффициент формы катушки зависящий от отношения длины
намотки катушки l к ее диаметру D. Катушки на данных частотах обычно
берут диаметром D = 05 ÷ 08 см. Примем D = 06. Тогда F = 12 10
Таким образом с учетом приведенных выше условий имеем:
Для L2: D = 06 см l = 30 см N = 7879 витков.
Для L4: D = 06 см l = 23 см N = 6696 витков.
Для L6: D = 06 см l = 23 см N = 6134 витков.
Для L8: D = 06 см l = 23 см N = 6734 витков.
Рис. 13. Вид катушки индуктивности с сердечником.
Длина провода катушки:
L ПР D Nl ПРМАКС 50 см
0 см выполняется значит
Как известно вид АЧХ фильтра находится в тонкой зависимости от
величин элементов. Полученные в ходе расчетов значения емкостей
стандартных рядов что затрудняет их выбор. Здесь возможно применение
конденсаторов типа К10–17А со стандартными значениями номиналов
соответствующими ряду Е24 а именно:
C1 = 130 пФC2 = 30 пФC3 = 220 пФ
C4 = 200 пФC5 = 150 пФC6 = 270 пФ
C7 = 180 пФC8 = 130 пФC9 = 68 пФ
Значения индуктивностей оставим без изменений равными расчетным
т.к. в процессе настройки их можно при необходимости изменить.
Синтезатор частоты (СЧ) – устройство преобразующее колебания
опорного источника U0 (t) частота которого принимается за эталонную в
определенную частоту из заданного диапазона с заданным шагом при этом
имея достаточно высокую относительную нестабильность. Выходной сигнал
такого устройства – колебание ГУН частота которого синхронизирована по
опорному источнику при помощи цепи обратной связи.
Выходная частота СЧ с ФАПЧ ограничена частотным диапазоном
применяемого ГУНа. СЧ с ФАПЧ могут быть выполнены с целочисленным
или дробно-переменным коэффициентом деления частоты.
В предложенной схеме СЧ с целочисленным коэффициентом деления
ГУН охвачен кольцом автоматической подстройки частоты содержащим
фазовый детектор (ФД) опорный делитель частоты :m задающий шаг сетки
делитель частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) с
фильтром нижних частот (ФНЧ) необходимого для устойчивой роботы
ДПКД работает на частоте fгун как управляемый счетчик с
пропорционально выбранным значением рабочей частоты.
Рассчитаем диапазон изменения коэффициента деления ДПКД:
- на выходе СЧ (передатчика) частота сигнала меняется в соответствии
с техническим заданием от 10 до 16 МГц с шагом fc = 1 кГц;
- частота сигнала с выхода ГУН не умножается;
- на выходе ГУН частота сигнала меняется от 305 до 365 МГц с шагом
- минимальный коэффициент деления ДПКД равен:
- шаг изменения коэффициента деления ДПКД равен:
- максимальный коэффициент деления ДПКД равен:
N max = 365 10 6 1 10 3 = 36500.
Коэффициент пропорциональности частот опорного генератора и ГУНа
представляет собой отношение целых чисел:
fгун N дпкд = f кв m
Именно на этом принципе строится построен проектируемый СЧ
Использование современных интегральных микросхем значительно
упрощает разработку высококачественных перестраиваемых синтезаторов
частоты. Как правило из внешних элементов необходимы только опорный
кварцевый генератор генератор управляемый напряжением (ГУН) фильтр
петли ФАПЧ и элементы разделения цепей постоянного и переменного
устанавливает необходимый коэффициент деления ДПКД в зависимости от
установленной пользователем несущей частоты. Отображение частоты
удобно реализовать на ЖК-индикаторе управление которым можно также
реализовать на этом контроллере. В качестве такого контроллера можно
использовать современную технологию ПЛИС. Применяя современные
вышеуказанные элементы можно добиться высокой точности низкого
проектируемого изделия.
РАСЧЁТ СИСТЕМЫ ОХЛАЖДЕНИЯ ТРАНЗИСТОРА 2Т925В
Исходным параметром для расчета радиатора транзистора оконечного
каскада является полезная мощность РК.МАКС 12 Вт и мощность
рассеиваемая на его коллекторе РК. РАСС 45 Вт. Максимальная температура
корпуса транзистора типа 2Т925В составляет 125 °С примем температуры
корпуса транзистора и его радиатора примерно одинаковыми с некоторым
запасом равными не более 80 °С. Температурой окружающей среды для
радиатора будет являться внутренняя температура корпуса передатчика t
Примем t СР = 40 °С.
Определим тепловое сопротивление радиатора:
t РАД = 80 °С R РАД =
Определим минимально необходимую площадь радиатора с учетом
вышеприведённых расчетов:
S 2 Y (t РАД - t СР) РК.РАСС = 2 05 (80 - 40) 45 = 180 см 2
где 2 – коэффициент запаса (11 3)
Y – степень черноты поверхности радиатора (02 095).
Определим габаритные размеры данного радиатора:
В случае применения радиаторов можно значительно уменьшить
занимаемый объём и вес сохранив тепловые свойства применив ребристую
Применив вышеуказанный радиатор с приведенными размерами (S
) можно обеспечить оптимальный заданный тепловой режим
ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ К ИСТОЧНИКУ ПИТАНИЯ
Согласно ТЗ радиопередатчик питается от сети с напряжением 220 В и
стационарным. В настоящее время предъявляются высокие требования к
питанию РПУ. Большое влияние на стабильность частоты оказывает
изменение питающего напряжения сети. При анализе полупроводниковых
зависимость параметров транзисторов от питающих напряжений изменение
параметров которых обусловлено непостоянством питающих напряжений
что приводит к изменению электрического режима генератора что в свою
очередь вызывает дополнительное изменение параметров транзистора. Как
правило для частотозадающих цепей применяют стабилизированные
источники питания (иногда многоуровневые) для меньшего влияния
нестабильности источников питания на элементы схемы. При отсутствии
стабилизации источника питания относительное отклонение частоты бывает
% при изменении напряжения питания на + 10 %
даже с применением кварцевых стабилизаторов. В настоящем ТЗ не
оговорены габаритно-массовые характеристики изделия следовательно
можно применить трансформаторный источник питания с двухуровневой
стабилизацией питания задающего генератора.
Применение трансформаторного источника питания позволит:
- снизить уровень сетевых помех;
- обеспечить гальваническую развязку питания изделия относительно
- обеспечить простоту схемы и монтаж;
- обеспечить высокую надежность.
Схема электрическая принципиальная источника питания приведена в
В результате работы над курсовым проектом было разработано
радиопередающее устройство с однополосной модуляцией параметры
которого полностью соответствуют требованиям ТЗ.
В процессе проектирования был произведен анализ технического
функциональной (структура) на основании которой была разработана схема
конструктивные расчёты оконечного каскада и цепи связи с фидером
проведён расчёт фильтров гармоник сформированы исходные данные на
конструктивное размещение выходного каскада (транзистора усилителя
мощности) на основе технического задания и расчетов проведенных в
процессе курсового проектирования.
Таким образом все поставленные задачи указанные в задании на
проектирование выполнены в полном объёме.
Радиопередающие устройства Методические указания по курсовому
проектированию. Под ред. Б.В. Гусева.- Свердловск.: УПИ 1987
Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник
К.М. Брежнева Е.И. Гатман Т.И. Давыдова и др. Под ред. Б.Л. Перельмана.М.: Радио и связь 1981
Радиопередающие устройства Учебник для вузов Под общ. ред.
М.В. Благовещенского.- М.:Радио и связь 1982
Проектирование и расчет. Под ред. Р.А. Валитова и И.А. Попова.- М.: Сов.
указания к курсовому проектированию по дисциплине ”Устройства
формирования радиосигналов”Л.И. Булатов Б.В. Гусев. Екатеринбург: Издво УГТУ 2003 30с.
транзисторных каскадов передатчиков. М: Радио и связь 1987 320с.

Свободное скачивание на сегодня

Обновление через: 11 часов 15 минут
up Наверх