• RU
  • icon На проверке: 12
Меню

Ответы по Силовым полупроводниковым устройствам автоматики

  • Добавлен: 24.01.2023
  • Размер: 4 MB
  • Закачек: 0
Узнать, как скачать этот материал

Описание

Ответы по Силовым полупроводниковым устройствам автоматики

Состав проекта

icon
icon questionsforexam0002.jpg
icon questionsforexam0001.jpg
icon
icon
icon 20.doc
icon
icon Чертеж1.bak
icon Чертеж1_recover.dwg
icon acad.err
icon 1.bmp
icon Чертеж1.dwg
icon 11.jpg
icon 11.12.13.doc
icon
icon 21.doc
icon
icon 26.doc
icon
icon 24.doc
icon
icon
icon 3.bmp
icon 2.bmp
icon 1.bmp
icon 17.doc
icon
icon
icon рис.7..bmp
icon рис.6..bmp
icon 1.dxf
icon 3.dwg
icon рис.8..bmp
icon рис.2.bmp
icon 2.dwg
icon рис.5..bmp
icon рис.4.bmp
icon 2.bak
icon 1.sch
icon рис.3.bmp
icon 3.bak
icon 1.dwg
icon рис.1..bmp
icon 1.bak
icon 6.doc
icon
icon 29.doc
icon
icon 27.doc
icon
icon 14.doc
icon
icon
icon 3.bmp
icon 2.bmp
icon 4.bmp
icon 1.bmp
icon 16.doc
icon
icon 18.doc
icon
icon 19.doc
icon
icon 2.doc
icon
icon
icon 3.bmp
icon 2.bmp
icon 7.2.bmp
icon 1.bmp
icon рис.7.1..bmp
icon 7.3.bmp
icon 7.doc
icon
icon 30.doc
icon
icon Image26.gif
icon Image23.gif
icon 22.1.bmp
icon Image22.gif
icon 22.doc
icon
icon 28.doc
icon
icon 1.doc
icon
icon 3.bmp
icon 2.bmp
icon 1.bmp
icon
icon 15.doc
icon
icon 3.doc
icon
icon 3.bmp
icon 3.1.bmp
icon
icon 8.9.10.doc
icon
icon 23.doc
icon
icon
icon 3.bmp
icon 2.bmp
icon 1.bmp
icon 5.doc
icon
icon
icon 4.1..bmp
icon 4.doc
icon
icon 25.doc

Дополнительная информация

Контент чертежей

icon 20.doc

Организация обратных связей по току и напряжению в импульсных преобразователях виды датчиков тока и напряжения оптронная развязка индикация наличия и стабилизации выходного напряжения преобразователя. Преобразователи напряжения с TOPSwitch фирмы Power Integrations.
Миниатюризация является основной тенденцией развития современной электронной техники. На фоне успехов миниатюризации цифровых и аналоговых устройств преобразования сигналов миниатюризация источников вторичного электропитания (ИВЭП) заметно отстает. Объем ИВЭП часто сопоставим с объемом остальной аппаратуры. При этом не менее 20% всех отказов приходится на долю блоков питания. Поэтому у разработчиков все больший интерес вызывают импульсные ИВЭП.
Основными недостатками ИВЭП с линейными стабилизаторами является низкий КПД (3050%) и проблема отвода тепла для устройств высокой удельной мощности. Габариты ИВЭП с линейными стабилизаторами в значительной мере определяются габаритами устройств охлаждения (радиаторов вентиляторов и так далее) а также низкочастотных реактивных элементов. Объем занимаемый такими ИВЭП в общем составе аппаратуры достигает 5060% причем повысить их КПД и уменьшить за счет этого габариты принципиально невозможно. Импульсные же ИВЭП не нуждаются в громоздких реактивных элементах и устройствах охлаждения так как имеют повышенную частоту преобразования (50100 кГц) и высокий КПД (8090%).
Корпорация Power Integrations один из нынешних лидеров мировой энергетической электроники была основана в 1988 году. Ученым корпорации удалось осуществить прорыв в полупроводниковой индустрии разработать уникальную технологию позволяющую интегрировать в одной микросхеме высоковольтный (1200 В) полевой МОП-транзистор и стандартные (5 В) КМОП- и биполярные транзисторы. Это новшество в свою очередь послужило основой для разработки технологии TOPSwitch которая стала одним из достижений Power Integrations в производстве преобразователей напряжения.
Что же представляет собой интегральная схема семейства TOPSwitch? По сути это многофункциональное устройство управления которое включается в цепь обратной связи преобразователя напряжения производит импульсную модуляцию входного напряжения стабилизирует выходное напряжение осуществляет защиту от температурного перегрева и перенапряжения на выходе повторный запуск и так далее. Устройство конструктивно выполнено в трехвыводном корпусе ТО-220 и содержит в себе высоковольтный полевой МОП-транзистор (MOSFET) драйвер для управления MOSFET конт-роллер широтно-импульсной модуляции (ШИМ) 100-кГц генератор схемы защиты и другие модули обеспечивающие эффективную работу импульсного источника питания.
Благодаря TOPSwitch-технологии Power Integ-rations смогла к 1997 году увеличить в 30 раз по сравнению с 1989 годом удельную мощность своих источников питания. При этом себестоимость количество компонент размеры и вес неуклонно снижались а КПД возрастал. Рассмотрим коротко принцип действия импульсных стабилизаторов. Применение транзисторов в режиме переключения (Switch-режиме) позволяет при значительной разнице в уровнях напряжения питания и напряжения на нагрузке получить КПД преобразования близкий к единице. Если источник постоянного тока подключать к нагрузке с помощью периодически замыкаемого и размыкаемого ключа то среднее значение напряжения на нагрузке составит
где tu длительность замкнутого состояния ключа; T период коммутации; i(t) текущее значение тока.
При индуктивном характере нагрузки ключа шунтированной диодом такое устройство можно рассматривать как автотрансформатор постоянного тока. Если параллельно нагрузке подключить конденсатор достаточно большой емкости то переменная составляющая тока будет замыкаться через него а пульсации напряжения на нагрузке будут незначительны.
Этот принцип можно реализовать с помощью нескольких вариантов построения схем преобразователей. Наибольшее рассмотрение получили:
понижающий преобразователь (Buck Converter) рис. 1;
повышающий преобразователь (Boost Converter) рис. 2;
прямоходовой преобразователь (Forward Converter) рис. 3;
обратноходовой преобразователь (Flyback Converter) рис. 4.
Понижающий преобразователь (рис. 1) используется для пошагового снижения напряжения на нагрузке. Так как ключевой транзистор включен последовательно с источником питания требуется повышенный уровень коммутирующих импульсов. В преобразователе на рис. 2 ключевой транзистор подсоединен параллельно к источнику питания. Этот преобразователь применяется для пошагового увеличения напряжения на нагрузке. Достоинством этих двух схем является простота недостатками ограниченность функций и отсутствие развязки между входным и выходным напряжениями.
Рис. 1. Понижающий преобразователь
Рис. 2. Повышающий преобразователь
Рис. 3. Прямоходовый преобразователь
Рис. 4. Обратноходовый преобразователь
В прямоходовом преобразователе (рис. 3) развязка "вход-выход" обеспечивается за счет использования импульсного трансформатора. Вид выходного напряжения одно или несколько положительное или отрицательное повышенное или пониженное определяется конструкцией трансформатора. Такая схема может обеспечить выходную мощность от 100 до 300 Вт. При этом для каждого выходного напряжения требуются своя вторичная обмотка трансформатора и выпрямительные диоды. Необходима также дополнительная изоляция цепи обратной связи.
Наиболее совершенной является схема обратноходового преобразователя (Flyback Converter) приведенная на рис. 4. Подобно прямоходовому преобразователю Flyback имеет трансформаторную развязку "вход-выход" и может формировать несколько разнополярных напряжений. Основным преимуществом Flyback по сравнению с Forward является применение остроумной комбинации трансформатора и дросселя выполненной в виде единой компоненты которая служит одновременно для накопления энергии трансформации напряжений и гальванической развязки. Поэтому Flyback содержит меньше деталей и обладает большей чувствительностью регулировки по цепи обратной связи. Flyback-топология сохраняет эти преимущества при уровнях мощности до 100 Вт или выходных токов не свыше 10 А. Таким образом все рассмотренные схемы могут найти применение в зависимости от специфики решаемой задачи квалификации или личных пристрастий разработчика.
Основные технические параметры наиболее популярных микросхем TOPSwitch и их последней модификации TOPSwitch-II представлены в табл. 1 и 2.
Таблица 1. Технические параметры TOPSwitch
Выходная мощность Вт
Обратноходовый преобразователь
Повышающий преобразователь
0В (АС) или 110В (АС) с удвоением
Питание от сети переменного тока
Коэффициент заполнения до 70%
Встроенный MOSFET до 350В
Требуется только одна внешняя емкость
Автоматический перезапуска
Поцикловое ограничение тока
Прменяется в повышающих понижающих прямоходовых и обратноходовых преобразователях
Встроенный MOSFET до 700В
Режим пониженного энергопотребления
Таблица 2. Технические параметры TOPSwitch-II
Трехвыводной ШИМ-ключ с питанием от сети переменного тока
Встроенная система запуска
Защита от перегрузки по току и от перегрева
Диапазон рабочих температур - -40 +125°С
Применим в обратноходовых прямоходовых повышающих и понижающих преобразователях
В семействе TOPSwitch применяются опорное напряжение 58 В частота коммутации 100 кГц управление по напряжению диапазон рабочих температур -40 +125°С.
Семейство TOPSwitch-II отличается повышенной мощностью опорное напряжение 57 В частота коммутации 90 100 кГц управление производится как по напряжению так и по току.
Ведущие электронные компании по достоинству оценили новизну инженерных решений компактность надежность высокую эффективность и низкую стоимость компонент производимых Power Integrations. Такие гиганты бытовой и индустриальной электроники как Apple AT&T Daewoo Hewlett-Packard IBM Motorola Siemens Sony и многие другие охотно используют в своих изделиях продукцию Power Integrations.

icon Чертеж1_recover.dwg

Чертеж1_recover.dwg

icon Чертеж1.dwg

Чертеж1.dwg

icon 11.12.13.doc

Принцип работы и электромагнитные процессы в комбинированном однотактном преобразователе повышающее – понижающего типа с двумя транзисторами ИППН 4 внешние и регулировочные характеристики.
Импульсные преобразователи постоянного напряжения ИППН с гальванической связью вход – выход.
Ток в импульсных преобразователях постоянного напряжения может быть:
проводимым (через проводник);
электрического смещения(через электрическое поле например через конденсатор);
ток переноса ( заряды в вакууме).
Гальваническая развязка – это отсутствие между входом и выходом проводника тока.
Активный ключ – управляется сигналами управления.
Пассивный ключ - открывается и закрывается в процессе работы.
- сигнал управления для активного ключа;
Ниже на рис.11.1. – 11.6. приведены схемы импульсных преобразователей постоянного напряжения ИППН 1 ИППН 6. Данные схемы позволяют обеспечить высокий коэффициент КПД при малых габаритах и при больших нагрузках.
LС – реактивные элементы (накапливают энергию).
V1 - периодически включается и выключается. В момент включения V1 нарастает ток на L после выключения V1 ток продолжает протекать через контур VD1. Ток с конденсатора течет только через нагрузку. Ток с L течет через VD1 и Rн. На выходе на нагрузке напряжение приближенно равно постоянному.
Для данного типа импульсного преобразователя постоянного напряжения свойственны следующие этапы работы:
накопление – пока V1 замкнут;
отдача – накопленная энергия отдается от источника питания и от индуктивности.
Отличается от второй схемы подключением нагрузки в частности в нагрузке образуется разность напряжений от источника питания и индуктивности.
Нагрузка «–» полюсом должна быть подключена к «+» полюсу источника питания. может быть и повышающим и понижающим.
Для данного типа импульсного преобразователя постоянного напряжения свойственны три следующих режима работы:
Если V1 (вклвыкл) а V2 закрыт – то данная схема представляет собой понижающий ИППН.
Если V2 (вклвыкл) а V1 закрыт – то данная схема представляет собой повышающий ИППН.
Если замкнуть V1 и V2 то появляется возможность одновременно управлять ключами.
Схема для данного типа импульсного преобразователя постоянного напряжения содержит один активный ключ. Общий провод единый для нагрузки и источника питания. Вводится дополнительная емкость и индуктивность.
«+ » Достоинством данной схемы является – меньшее количество ключей.
С1 – емкость становится пассивным источником питания. На С1 среднее напряжение равно напряжению питания.
ИППН 5 ИППН 6 – Используются тогда когда напряжение питания претерпевают изменения.
Выделенная часть схемы рис.11.7. представлена в следующем виде.
Определение условий перехода к установившемуся режиму (стационарному) режиму работы схемы. При включении VТ1 пошел импульс и заряд L1 в следующий момент времени после выключения VТ1 L1 начнет размагничиваться и значение в точке будет уменьшать. (противо ЭДС направлено противоположно )
контур – происходит размагничивание L1 и заряд конденсатора.
контур – энергия с L2 распределяется на С2 и Rн.
Частота преобразователя выбрана настолько маленькой чтои тоже малы. Напряжение и ток на L и С во время коммутации не могут изменяться мгновенно.
В следующий момент времени . Когда мы переходим к эквивалентной схеме (подобной ИППН - 1) определяем:
Импульсная характеристика напряжения:
Напряжение нагрузки:
- идеальное значение напряжения.
при >0.5 повышающий;
если то - идеальный случай.
С большим коэффициентом повышения эту схему не используют так как уменьшается КПД.
ИППН – 6 – предпочтителен для сравнения напряжений.
ИППН – 5 – если нужно увеличить (повысить напряжение приблизительно в два раза).

icon 21.doc

Разновидности и принцип действия двухтактных импульсных преобразователей их параметры и характеристики особенности ШИМ и ФИМ в двухтактных преобразователях.
Три конфигурации импульсных источников питания показаны на рис. 21.1. а) б) в). Эти структуры позволяют управлять большими мощностями по сравнению с одноключевыми так как большую часть времени один из транзисторов всегда находится во включенном состоянии поставляя ток в нагрузку. Все три конфигурации обеспечивают изоляцию входного от выходного напряжений с помощью мощного трансформатора и могут повышать и понижать выходное напряжение с помощью трансформатора.
Двухтактная структура. На рис. 1 а показана двухтактная конфигурация импульсного источника питания представляющая собой простую схему способную отдавать большую мощность. Выход в виде серии положительных и отрицательных прямоугольных импульсов выпрямляется с помощью диодов подключенных ко вторичной обмотке трансформатора. Столь же легко могла бы быть использована на выходе вторичная обмотка без средней точки с двухполупериодным мостовым выпрямителем. Когда транзистор Т1 включен ток течет через ту половину первичной обмотки трансформатора которая присоединена к коллектору T1. При этом автотрансформаторный эффект обмотки Тр вызывает появление на коллекторе T2 напряжения равного 2Ukk. Когда транзистор T2 включается а Т1 выключается транзистор Т2. задает ток в другую половину первичной обмотки Тр и в нагрузку за счет трансформаторного эффекта.
Рис.21.1. Схемы двухтактных импульсных источников питания. а - двухтактная схема; б - полумостовая схема; в - мостовая схема.
Если транзистор Т2 включится в тот момент когда потенциал базы T1 только приближается к потенциалу земли (т. е. изменяется в отрицательном направлении но еще положителен) то через коллектор T1 при Uкэтi равном 2Uкк будет проходить ток до тех пор пока не истечет время задержки срабатывания Т1. То же самое происходит если Т2 отключается как раз тогда когда T1 включается. Рассеиваемая мощность в течение времени задержки срабатывания .транзисторов (Ррасс = 2Uкк*Iк) очень велика и это может привести к потере надежности или к необходимости применения чрезмерно мощных транзисторов Т1 и Т2. Большинство систем управления двухтактными преобразователями предусматривает введение так называемого мертвого времени равного времени выключения транзисторов между моментом приложения напряжения отключения транзистора находящегося во включенном состоянии и моментом приложения напряжения включения к базе отключенного транзистора. Это мертвое время в значительной степени улучшает надежность двухтактного преобразователя.
Другая проблема возникающая в двухтактном преобразователе заключается в том что по первичной обмотке Тр начинает течь небольшой постоянный ток когда время включенного состояния транзисторов в каждом полупериоде неодинаково или когда напряжения насыщения двух транзисторов недостаточно близки друг к другу. Это может привести к насыщению трансформатора что в свою очередь приводит к сгоранию выходных транзисторов ИС. Транзисторы T1 и Т2 двухтактных преобразователей должны быть строго симметричны по таким параметрам как tr Uкэ нас и Iк где tr - время выключения (в основном рассасывания неосновных носителей в базе).
Полумостовая структура. Полумостовая схема показана на рис. 1б. Для накопления энергии в полумостовой схеме используются два конденсатора одинаковой емкости. На выходной трансформатор полумостовой схемы задается напряжение переменной полярности изменяющейся каждый полупериод. Поэтому здесь не возникают проблемы симметрирования столь существенной для двухтактных схем. Транзисторы T1 и Т2 попеременно подсоединяют первичную обмотку Тр к земле и Uвх. Напряжение на трансформаторе равно 05Uвх когда T1 включен и Uвх-05Uвх = 05Uвx когда T2 включен так как каждый конденсатор заряжается до 05Uвх. Мощность снимаемая с полумостовой схемы составляет 05Uвх*Iк. Поэтому при заданном значении Uвх для получения большей мощности ток Iк должен быть большим. Падение напряжения на транзисторах T1 и Т2 в отключенном состоянии составляет только Uвх.
Необходим некоторый промежуток времени - мертвое время - между выключением одного транзистора и включением другого ибо в противном случае ток протекающий через отключаемый транзистор в течение времени задержки выключения ничем не будет ограничен.
Диоды Д1 обеспечивают ограничение напряжения индуцируемого в первичной обмотке Тр1 когда и Т1 и T2 отключаются (как это имеет место в период мертвого времени или выше при ШИМ). Исчезающее магнитное поле может вызвать появление на первичной обмотке перенапряжения положительной или отрицательной полярности которое будет приложено к транзистору T1 или T2. Диоды Д1 ограничивают величину напряжения на первичной обмотке в этом случае либо на уровне Uвх либо на уровне потенциала земли. Эти диоды называются защитными диодами.
Мостовая структура. Мостовая схема показанная на рис. 1в может отдавать такую же мощность как и полумостовая но при половинном значении тока коллектора или такую же как двухтактная но при половинном значении напряжения для каждого транзистора. Транзисторы включаются парами. Так транзисторы T1 и Т2 обеспечивают один полупериод выхода и T2 и T4-другой. Если используется ШИМ то необходимы защитные диоды. Для мостового преобразователя необходимо предусмотреть мертвое время по той же причине что и для полумостового. Мостовой преобразователь требует на два транзистора больше чем полумостовой или двухтактный и сложнее в управлении.

icon 26.doc

Фильтрующие и демпфирующие цепи в импульсных преобразователях.
1. Демпфирующие цепи. Защита силового транзистора от потенциального пробоя.
В промышленных схемах фли-бак конверторов [30] силовая часть схемы всегда содержит элементы назначение которых с первого взгляда не понятно. Типичные цепочки показаны на рис. 26.11 26.14. Они могут встретиться как по отдельности так и в сочетании. Наиболее распространена цепочка R С VD изображенная на рис. 26.11. Она носит название фиксирующей цепочки. Анализ многочисленных схем источников питания проведенный автором показал что очень часто в практически идентичных схемах но относящихся к разным фирмам разработчикам номиналы резистора R и конденсатора С мoгyт отличаться на порядок. Обе схемы тем не менее используются в серийных изделиях и надежно работают. Но вопрос выбора элементов фиксирующей цепи все же остается неясным..
рис. 26.11. Фиксирующая цепочка.
рис. 26.12. Использование защитного TRANSIL.
рис. 26.13. Снаббер.
рис. 26.14. Схема ограничения индуктивных выбросов.
Зачем вообще введены эти элементы в схему? Каковы критерии их выбора? Многочисленная литература просмотренная автором в поисках ответа на эти вопросы отличается широким плюрализмом мнений и подходов. Очень часто авторы рисуют только качественную картину не доводя этот анализ до расчетных соотношений. Поэтому автор этой книги был вынужден разработать собственный метод расчета фиксирующих элементов и поставить несколько экспериментов по eгo проверке. Проведенные исследования показали правильность предположений поэтому автор спешит поделиться результатами своeгo исследования с читателем. Итак стремление индуктивного элемента сохранить величину тока через себя как мы уже знаем создает выброс напряжения на eгo выводах. Это напряжение () складывается с напряжением питания () как показано на рис. 26.15 и может «пробить» ключевой транзистор:
рис. 26.15. Пояснение ситуации в которой возможен
пробой ключевого элемента.
Перенапряжение на выводах ключевого элемента можно определить из следующего соотношения:
При правильном выборе индуктивного элемента перенапряжение на ключевом элементе при = 05 составит:
А если произойдет обрыв нагрузки? Напряжение на ключевом транзисторе хоть и на короткое время повышается появляется значительный индуктивный выброс. Схема стабилизации конечно отследит изменение нагрузки уменьшит коэффициент заполнения или повысит частоту преобразования. Однако реакция схемы управления никогда не бывает мгновенной поскольку она всегда обладает не которой инерционностью. У следить же за короткими индуктивными выбросами принципиально невозможно. Насколько разрушительны последствия потенциального пробоя автору не раз приходилось наблюдать в процессе своих экспериментов с силовой техникой. Пробой силовых транзисторов почти всегда характеризуется коротким замыканием eгo силовых электродов. Вслед за пробоем транзистора выгорает первичная обмотка трансформатора. Случаи когда схема управления остается невредимой весьма редки. Поэтому забегая вперед дам совет: нужно обезопасить хотя бы трансформатор от выгорания предусмотрев во входной цепи предохранитель. Как работает фиксирующая цепочка? Если мы внимательно pacсмотрим трансформатор в фазе передачи энергии в нагрузку
(рис. 26.16) то увидим что в первичной обмотке нагруженной элементами R С VD также появляется электрический ток наведенный в ней током вторичной обмотки. Этот ток заряжает емкость С напряжение на которой в установившемся режиме при =05 равно напряжению питания. Теперь представим что при размыкании ключа на первичной обмотке возник индуктивный выброс (выброс может быть связан не только с полезной индуктивностью но также и с паразитными параметрами). Если амплитуда этого выброса больше чем напряжение на конденсаторе С диод VD открывается и оба напряжения выравниваются а энергия выброса «перетекает» в конденсатор. Хорошо видно что фиксирующая цепочка представляет собой дополнительную нагрузку для трансформатора. Добавка напряжения на
где - приведенная индуктивность первичной обмотки включающая паразитные параметры.
рис. 26.16. К расчету параметров фиксирующей цепочки.
Выбирая емкость конденсатора соответствующим образом можно уменьшить добавку напряжения на конденсаторе за счет энергии выброса. Как определить номиналы элементов цепочки? Дополнительная нагрузка на трансформатор однозначно увеличит потери энергии снизит КПД. Расчеты проведенные автором показали что мощность рассеиваемая на сопротивлении R может находиться в пределах 2% от мощности выделяющейся на нагрузке:
Емкость конденсатора С рекомендуется выбрать так чтобы постоянная разряда цепочки была на пару порядков больше периода коммутации. Отсюда:
Диод VD выбирается как можно более быстродействующий (с минимально возможным временем обратного восстановления) и обратным напряжением не менее 15 . Хорошим способом защиты силового транзистора является использование диодов TRANSIL. Реализация этого способа показана на рис. 26.12 и 26.14. RС - цепочка изображенная на рис. 26.13 может быть использована для защиты от индуктивных выбросов однако прямое ее назначение несколько иное. Это так называемый снаббер который не позволяет силовому транзистору переключаться слишком быстро. Ограничение скорости переключения в некоторых случаях приходится вводить потому что подавляющее большинство схем управления построенных на полевых комплементарных транзисторных структурах обладают существенным недостатком при определенных условиях они мoгyт защелкиваться. О защелкивании микросхем управления как и о способах устранения этого эффекта мы поговорим позже. В большинстве случаев защелкивание можно предотвратить выбирая соответствующий резистор в цепи затвора. Эксперименты проведенные автором показали что при аккуратной разводке печатной платы и установке резистора в цепь затвора защелкивание выходных кaскaдов микросхем управления фли - бак преобразователями не происходит. Соответственно в таких схемах от снаббера можно отказаться. Наилучшие результаты по снижению индуктивных выбросов были получены при совместном использовании схем на. рис. 26.11 и рис. 26.12.
2. Фильтрующие цепи. Сглаживающие фильтры – умножители напряжения.
Умножители напряжения.
Последовательное соединение нескольких однофазных выпрямителей с емкостным фильтром на выходе позволяет получить напряжение превышающее напряжение на второй обмотке в несколько раз. Схемы умножения напряжения делятся на несимметричные и симметричные.
рис.26.17. Несимметричная схема умножения 1 – го типа.
рис.26.18. Несимметричная схема умножения 2 – го типа.
На рис.26.17. и 26.18. показаны несимметричные схемы с умножением напряжения вторичной обмотки трансформатора в n раз. В схеме первого типа (рис.26.17) конденсатор приобретает на выходе схемы напряжение т.е в n раз больше чем амплитуда напряжения на вторичной обмотке трансформатора. Основной принцип данной схемы умножения – выходное напряжение снимается только с одного конденсатора. Работа схемы происходит следующим образом: в первый полупериод напряжения на вторичной обмотке подзаряжаются все конденсаторы с нечетными номерами (С1С3 .) а во второй - с четными (С2С4 .). При подключении нагрузки выходное выпрямленное напряжение становится меньше чем . Для схемы умножения первого типа требуется n диодов с допустимым напряжением
Для каждого и n конденсаторов на напряжение от до .
Несимметричная схема умножителя 2 – го типа (рис.26.18) по основным свойствам подобна только что рассмотренной. Здесь также требуется n диодов с обратным напряжением но максимальное напряжение каждого конденсатора за исключением С1 не превышает . В данной схеме требуются конденсаторы большей емкости чем в умножителе напряжения 1 – го типа. Ограничивая число ступеней n в рассмотренных схемах можно построить удвоители и другие устройства умножения напряжения.

icon 24.doc

Способы управления силовыми транзисторами двухтактных преобразователей. Драйверы транзисторов IR IR21012111 2181.
Полумостовой драйвер
Отличительные особенности:
Управляющие каналы разработаны для нагруженного функционирования
Полностью работоспособны до +600В
Нечувствителен к отрицательным напряжениям при переходных процессах
Стойкость к скорости нарастания напряжения (dVdt)
Диапазон напряжения питания драйверов 10 20В
Блокировка при снижении напряжения
Входная логика с триггерами Шмита с привязочными резисторами к общему
Согласованная задержка распространения для обоих каналов
Внутренне установленная пауза при переключении каналов
Выход драйвера верхнего уровня в фазе со входом
Напряжение смещения VOFFSET не более 600В
Имп.вых. ток к.з Iо± 200 мА 420 мА
Выходное напряжение драйверов VOUT 10 – 20В
Время вкл.выкл. 850150 нс
Типовая схема включения приведена ниже на рис.24.1.:
Расположение выводов:
Логический вход управления выходами драйверов верхнего и нижнего уровней в фазе с HO
Напряжение питания ключей верхнего уровня
Выход драйвера верхнего уровня
Возврат питания верхнего уровня
Питание драйверов нижнего уровня и логики
Выход драйвера нижнего уровня
Возврат питания нижнего уровня
IR2111 – драйвер высоковольтных высокоскоростных МОП-транзисторов или IGBT-транзисторов с зависимыми выходными каналами нижнего и верхнего уровней разработанный для полумостовых приложений. Собственная HVIC-технология и стойкая к защелкиванию КМОП-технология позволили создать монолитную конструкцию. Логический вход совместим с стандартными КМОП выходами.
Выходы драйверов отличаются высоким импульсным током буферного каскада что выполнено для минимизации встречной проводимости драйвера. Внутренняя пауза при переключении предусмотрена чтобы избежать сквозных токов в полумосте. Выходной канал может быть использован для управления N-канальным силовым МОП-транзистором или IGBT-транзистором с напряжением питания верхнего уровня до 600В.
Драйвер ключей нижнего и верхнего уровней
Управляющие каналы разработаны для нагруженного функционирования полностью работоспособны до +600В
В входная логика с триггерами Шмита
Выходы в фазе со входами (IR2101) или в противофазе (IR2102)
Имп.вых. ток к.з Iо± 130 мА 270 мА
Время вкл.выкл. 160150 нс
Согласованная задержка 50 нс
Типовая схема включения:
Блок-схема драйвера ключей нижнего и верхнего уровней IR2101:
Логический вход управления выходом драйвера верхнего уровня (HO) в фазе (IR2101)
Логический вход управления выходом драйвера верхнего уровня (HO) в противофазе (IR2102)
Логический вход управления выходом драйвера нижнего уровня (LO) в фазе (IR2101)
Логический вход управления выходом драйвера нижнего уровня (LO) в противофазе (IR2102)
IR2101IR2102 – драйверы высоковольтных высокоскоростных МОП-транзисторов или IGBT-транзисторов с независимыми выходными каналами нижнего и верхнего уровней. Собственная HVIC-технология и стойкая к защелкиванию КМОП-технология позволили создать монолитную конструкцию.
Логический вход совместим с стандартными КМОП или LSTTL выходом. Выходы драйверов отличаются высоким импульсным током буферного каскада что выполнено для минимизации встречной проводимости драйвера. Выходной канал можеь быть использован для управления N-канальным силовым МОП-транзистором или IGBT-транзистором с напряжением питания верхнего уровня до 600В.
Типовая схема включения IR2181 приведена ниже на рис.24.7:
Микросхемы драйверов затворов МОП и IGBT транзисторов International Rectifier
Фирма International Rectifier выпускает широкую гамму микросхем драйверов для управления затворами IGBT и полевых транзисторов. Все драйверы выпускаются в DIP и SMD исполнении с возможностью управления затворами приборов работающих под напряжением до 1200 В при макс. выходном напряжении на затворе до 20 В. Выпускаемые драйверы предназначены для управления затворами верхних нижних полумостовых верхних и нижних раздельных трехфазных мостовых и трехфазных схем включения.
Драйверы верхнего ключа
Схема подключения драйвера верхнего ключа International Rectifier
Макс. рабочее напряжение В
Макс. выходной ток мА
Макс. втекающий ток мА
Напряжение питания В
Мин. выходное напряжение В
Макс. выходное напряжение В
Драйверы нижнего ключа
Схема подключения драйвера нижнего ключа International Rectifier
Напряжение смещения В
Схема подключения драйвера полумост International Rectifier Табл.5.
Драйверы верхнего и нижнего ключа
Схема подключения драйвера верхнего и нижнего ключа
Рабочее напряжение В
Задержка выходного сигнала нс
Независимые трёхфазные драйверы МОП транзисторов
Схема подключения независимого трёхфазного драйвера МОП транзисторов
-хфазные драйверы с инверсией
Схема подключения 3-хфазного драйвера с инверсией

icon 17.doc

Применение характеристики принцип действия и устройство микросхемы управления силовыми транзисторами (драйвера) IR2111 схема включения.
IR2111 - Полумостовой драйвер.
IR2111 – драйвер высоковольтных высокоскоростных МОП-транзисторов или IGBT-транзисторов с зависимыми выходными каналами нижнего и верхнего уровней разработанный для полумостовых приложений. Собственная HVIC-технология и стойкая к защелкиванию КМОП-технология позволили создать монолитную конструкцию. Логический вход совместим с стандартными КМОП выходами. Выходы драйверов отличаются высоким импульсным током буферного каскада что выполнено для минимизации встречной проводимости драйвера. Внутренняя пауза при переключении предусмотрена чтобы избежать сквозных токов в полумосте. Выходной канал может быть использован для управления N-канальным силовым МОП-транзистором или IGBT-транзистором с напряжением питания верхнего уровня до 600В.
Типовые схема включения:
рис.17.1. Типовая схема включения для IR2111.
Отличительные особенности:
Управляющие каналы разработаны для нагруженного функционирования
Полностью работоспособны до +600В
Нечувствителен к отрицательным напряжениям при переходных процессах
Стойкость к скорости нарастания напряжения (dVdt)
Диапазон напряжения питания драйверов 10 20В
Блокировка при снижении напряжения
Входная логика с триггерами Шмита с привязочными резисторами к общему
Согласованная задержка распространения для обоих каналов
Внутренне установленная пауза при переключении каналов
Выход драйвера верхнего уровня в фазе со входом
Напряжение смещения VOFFSET не более 600В
Имп.вых. ток к.з Iо± 200 мА 420 мА
Выходное напряжение драйверов VOUT 10 – 20В
Время вкл.выкл. 850150 нс
Выше на рис.17.2. приведена блок-схема IR2111 - драйвера высоковольтных высокоскоростных МОП-транзисторов или IGBT-транзисторов с независимыми выходными каналами.
Расположение выводов:
В табл.17.1 представлено описание выводов.
Логический вход управления выходами драйверов верхнего и нижнего уровней в фазе с HO
Напряжение питания ключей верхнего уровня
Выход драйвера верхнего уровня
Возврат питания верхнего уровня
Питание драйверов нижнего уровня и логики
Выход драйвера нижнего уровня
Возврат питания нижнего уровня

icon 3.dwg

3.dwg

icon 2.dwg

2.dwg

icon 6.doc

1. Структура локальной системы управления преобразователя (ЛСУ).
ЛСУ формирует сигналы управления силовими ключами преобразователя порседством которых реализуется прцесс преобразования энергии способ регулирования мощности преобразователя.
Мощность регулируется путем имзерения параметров процесса преобразования. Процесс преобразования включает в себя все электрические явления во время нормального режима работы преобразователя.
Принцип регулирования мощности зависит от параметра который изменятеся во время процесса преобразования (допустим о частоте открывания ключем либо широте окрывания ключей).
параметрическое регулирование;
фазовое регулирование;
частотное регулирование;
широтное регулирование;
комбинированное регулирование;
числоимпульсное регулирование.
Способы регулирования выходных величин преобразователя:
центральная начальная частота
Ниже приведен процесс девиация частоты.
Девиация частоты при фазовом регулировании меньше чем при частотном регулировании.
Девиация частоты – изменение частоты в пределах (заданных).
Центральный стержень не подвергается намагничиванию.
Путем намагничивания изменяем сопротивление цепи.
Числоимпульсный: №=const
2. Широтно – импульсное регулирование мощности с управлением по напряжению и току.
с управлением по напряжению:
Ниже на рис. приведена схема широтно – импульсного регулирования мощности с управлением по напряжению.
ГПН – генератор пилообразного напряжения;
– развертывающее напряжение.
Различают следующие виды ШИМ:
При треугольной форме развертывающего напряжения наблюдается двухсторонняя ШИМ.
Ниже на рис. приведена схема понижающего преобразователя.
Рис.6.7. Схема с регулировкой ШИМ по напряжению.
ДВП – драйвер верхнего плеча;
– фильтрующая ёмкость и индуктивность;
ДН – датчик напряжения;
РУ – регулируемый усилитель;
– напряжение питания СУ;
– элементы драйвера;
– напряжение уставки;
ШИМ – широтно-импульсный модулятор.
Когда возрастает ширина положительного импульса больше то VT будет открыт дольше следовательно при увеличении выходного напряжения мощность также увеличивается и достигает максимального значения. Если уменьшается то происходит процесс обратный вышеописанному.
РУ – является регулятором в виде электронного устройства. Дифференциатор увеличивает разность между и . Если мы меняем или следовательно РУ отрабатывает автоматическое регулирование. В формировании ширины импульса принимает участие система управления РУ.
- напряжение затвор – исток.
с управлением по току:
Ниже на рис. приведена схема широтно-импульсного регулирования мощности с управлением по току.
Рис.6.8. Схема с регулировкой ШИМ по току.
ГСИ – генератор синхроимпульсов;
ДНП – драйвер нижнего плеча;
КТ – компаратор тока;
– напряжение сброса.
По срабатыванию триггера открывается транзистор VT ток протекает до тех пор пока не достигнет величины порогового тока в КТ если достиг – сбрасывается триггер и опять начинается ожидание импульса от триггера с определенной частотой. Если возрастает порог срабатывания КТ также возрастает вследствие чего мощность накапливаемая в индуктивности увеличивается.
Цель этих схем сводиться к стабилизации напряжения при переменной нагрузке . В формировании ширины импульса принимают участие и силовые элементы (например величина L).
Драйвер - электрический элемент воспринимает на входе логические величины «1» - «0» на выходе формирует необходимый сигнал для управления транзистором VT.
формирователь импульсов;
передает сигнал сформированный относительно потенциала земли в дальнейшую часть схемы где потенциал земли переменный .
ДВП – потенциальная развязка.
ДНП – формирователь импульсов необходим для усиления импульсов.
Реализована автоматическая защита по току.

icon 29.doc

Квазирезонансные преобразователи особенности преимущества.
Данное устройство обеспечивает исключительно высокий КПД преобразования допускает регулирование выходного напряжения и его стабилизацию устойчиво работает при вариации мощности нагрузки. Интересен и незаслуженно мало распространен этот вид преобразователей — квазирезонансный который в значительной мере избавлен от недостатков других популярных схем. Идея создания такого преобразователя не нова но практическая реализация стала целесообразной сравнительно недавно после появления мощных высоковольтных транзисторов допускающих значительный импульсный ток коллектора при напряжении насыщения около 15 В.
Главная отличительная особенность и основное преимущество этого вида источника питания — высокий КПД преобразователя напряжения достигающий 97 98% без учета потерь на выпрямителе вторичной цепи которые в основном определяет ток нагрузки.
От обычного импульсного преобразователя у которого к моменту закрывания переключательных транзисторов ток протекающий через них максимален квазирезонансный отличается тем что к моменту закрывания транзисторов их коллекторный ток близок к нулю. Причем уменьшение тока к моменту закрывания обеспечивают реактивные элементы устройства. От резонансного он отличается тем что частота преобразования не определяется резонансной частотой коллекторной нагрузки. Благодаря этому можно регулировать выходное напряжение изменением частоты преобразования и реализовывать стабилизацию этого напряжения. Поскольку к моменту закрывания транзистора реактивные элементы снижают до минимума ток коллектора базовый ток также будет минимальным и следовательно время закрывания транзистора уменьшается до значения времени его открывания. Таким образом полностью снимается проблема сквозного тока возникающего при переключении. На рис. 29.1. показана принципиальная схема автогенераторного нестабилпзированного блока питания.
Основные технические характеристики:
Общий КПД блока % 92;
Напряжение на выходе В при сопротивлении нагрузки 8 Ом 18;
Рабочая частота преобразователя кГц 20;
Максимальная выходная мощность Вт 55;
Максимальная амплитуда пульсации
выходного напряжения с рабочей частотой В 15.
Основная доля потерь мощности в блоке падает на нагревание выпрямительных диодов вторичной цепи а КПД самого преобразователя таков что нет необходимости в теплоотводах для транзисторов. Мощность потерь на каждом из них не превышает 04 Вт. Специального отбора транзисторов по каким-либо параметрам также не требуется. При замыкании выхода или превышении максимальной выходной мощности генерация срывается защищая транзисторы от перегревания и пробоя.
Фильтр состоящий из конденсаторов С1 СЗ и дросселя L1 L2 предназначен для защиты питающей сети от высокочастотных помех со стороны преобразователя. Запуск автогенератора обеспечивает цепь R4 С6 и конденсатор С5. Генерация колебаний происходит в результате действия положительной ОС через трансформатор Т1 а частоту их определяют индуктивность первичной обмотки этого трансформатора и сопротивление резистора R3 (при увеличении сопротивления частота увеличивается).
Обмотка IV трансформатора Т1 предназначена для пропорционально-токового управления транзисторами. Легко видеть что мощный разделительный трансформатор Т2 и цепи управления переключательными транзисторами (трансформатор Т1) разделены что позволяет значительно ослабить влияние паразитной емкости и индуктивности трансформатора Т2 на формирование базового тока транзисторов. Диоды VD5 и VD6 ограничивают напряжение на конденсаторе С7 в момент запуска преобразователя пока конденсатор С8 заряжается до рабочего напряжения.
Дроссели L1 L2 и трансформатор Т1 наматывают на одинаковых кольцевых магнитопроводах К 12 число витков — 20. Обмотка I трансформатора Т1 содержит 200 витков провода ПЭВ-2-01 намотанных внавал равномерно по всему кольцу. Обмотки II и III намотаны «в два провода» — 4 витка провода ПЭЛШО-025; обмотка IV представляет собой виток такого же провода. Для трансформатора Т2 использован кольцевой магнитопровод К28х16х9 из феррита ЗОООНН. Обмотка I содержит 13С витков провода ПЭЛШО-025 уложенных виток к витку. Обмотки II и III — по 25 витков провода ПЭЛШО-056; намотка — «в два провода» равномерно по кольцу.
Дроссель L3 содержит 20 витков провода ПЭЛШО-025 намотанных на двух сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ. Диоды VD7 VD8 необходимо установить на теплоотводы площадью рассеяния не менее 2 см2 каждый. Описанное устройство было разработано для использования совместно с аналоговыми стабилизаторами на различные значения напряжения поэтому потребности в глубоком подавлении пульсаций на выходе блока не возникало. Пульсации можно уменьшить до необходимого уровня воспользовавшись обычными в таких случаях LC-фильтрами как например в другом варианте этого преобразователя с такими основными техническими характеристиками:
Номинальное выходное напряжение В 5;
Максимальный выходной ток А 2;
Максимальная амплитуда пульсации мВ 50;
Изменение выходного напряжения мВ не более при изменении тока нагрузки
от 05 до 2 А и напряжения сети от 190 до 250 В 150;
Максимальная частота преобразования кГц 20.
Схема стабилизированного блока питания на основе квазирезонансного преобразователя представлена на рис. 29.2
Выходное напряжение стабилизируется соответствующим изменением рабочей частоты преобразователя. Как и в предыдущем блоке мощные транзисторы VT1 и VT2 в теплоотводах не нуждаются. Симметричное управление этими транзисторами реализовано с помощью отдельного задающего генератора импульсов собранного на микросхеме DD1. Триггер DD1.1 работает в собственно генераторе.
Импульсы имеют постоянную длительность заданную цепью R7 С12. Период же изменяется цепью ОС в которую входит оптрон U1 так что напряжение на выходе блока поддерживается постоянным. Минимальный период задает цепь R8 С13. Триггер DD1.2 делит частоту следования этих импульсов на два и напряжение формы «меандр» подается с прямого выхода на транзисторный усилитель тока VT4 VT5. Далее усиленные по току управляющие импульсы дифференцирует цепь R2 С7 а затем уже укороченные до длительности примерно 1 мкс они поступают через трансформатор Т1 в базовую цепь транзисторов VT1 VT2 преобразователя. Эти короткие импульсы служат лишь для переключения транзисторов — закрывания одного из них и открывания другого.
Базовый ток открытого управляющим импульсом транзистора поддерживает действие положительной ОС по току через обмотку IV трансформатора Т1. Резистор R2 служит также для демпфирования паразитных колебаний возникающих в момент закрывания выпрямительных диодов вторичной цепи в контуре образованном межвитковой емкостью первичной обмотки трансформатора Т1 дросселем L3 и конденсатором С8. Эти паразитные колебания могут вызывать неуправляемое переключение транзисторов VT1 VT2. Описанный вариант управления преобразователем позволяет сохранить пропорционально-токовое управление транзисторами и в то же время регулировать частоту их переключения с целью стабилизации выходного напряжения.
Кроме того основная мощность от генератора возбуждения потребляется только в моменты переключения мощных транзисторов поэтому средний ток потребляемый им мал и не превышает 3 мА с учетом тока стабилитрона VD5. Это и позволяет питать его прямо от первичной сети через гасящий резистор R1. Транзистор VT3 является усилителем напряжения сигнала управления как в компенсационном стабилизаторе. Коэффициент стабилизации выходного напряжения блока прямо пропорционален статическому коэффициенту передачи тока этого транзистора.
Применение транзисторного оптрона U1 обеспечивает надежную гальваническую развязку вторичной цепи от сети и высокую помехозащищенность по входу управления задающего генератора. После очередного переключения транзисторов VT1 VT2 начинает подзаряжаться конденсатор СЮ и напряжение на базе транзистора VT3 начинает увеличиваться коллекторный ток тоже увеличивается. В результате открывается транзистор оптрона поддерживая в разряженном состоянии конденсатор С13 задающего генератора. После закрывания выпрямительных диодов VD8 VD9 конденсатор СЮ начинает разряжаться на нагрузку и напряжение на нем падает. Транзистор VT3 закрывается в результате чего начинается зарядка конденсатора С13 через резистор R8. Как только конденсатор зарядится до напряжения переключения триггера DD1.1 на его прямом выходе установится высокий уровень напряжения. В этот момент происходит очередное переключение транзисторов VT1 VT2 а также разрядка конденсатора С13 через открывшийся транзистор оптрона.
Начинается очередной процесс подзарядки конденсатора СЮ а триггер DD1.1 через 3 4 мкс снова вернется в нулевое состояние благодаря малой постоянной времени цепи R7 С12 после чего весь цикл управления повторяется независимо от того какой из транзисторов — VT1 или VT2 — открыт в текущий полупериод. При включении источника в начальный момент когда конденсатор СЮ полностью разряжен тока через светодиод оптрона нет частота генерации максимальна и определена в основном постоянной времени цепи R8 С13 (постоянная времени цепи R7 С12 в несколько раз меньше). При указанных на схеме номиналах этих элементов эта частота будет около 40 кГц а после ее деления триггером DD1.2 — 20 кГц. После зарядки конденсатора СЮ до рабочего напряжения в работу вступает стабилизирующая петля ОС на элементах VD10 VT3 U1 после чего и частота преобразования уже будет зависеть от входного напряжения и тока нагрузки. Колебания напряжения на конденсаторе СЮ сглаживает фильтр L4 С9. Дроссели L1 L2 и L3 — такие же как в предыдущем блоке.
Трансформатор Т1 выполнен на двух сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ. Первичная обмотка намотана внавал равномерно по всему кольцу и содержит 320 витков провода ПЭВ-2-008. Обмотки II и III содержат по 40 витков провода ПЭЛШО-015; их наматывают «в два провода». Обмотка IV состоит из 8 витков провода ПЭЛШО-025. Трансформатор Т2 выполнен на кольцевом магнитопроводе К28х16х9 из феррита 3000НН. Обмотка 1—120 витков провода ПЭЛШО-015 а II и III - по 6 витков провода ПЭЛШО-056 намотанных «в два провода». Вместо провода ПЭЛШО можно использовать провод ПЭВ-2 соответствующего диаметра но при этом между обмотками необходимо прокладывать два-три слоя лакоткани.
Дроссель L4 содержит 25 витков провода ПЭВ-2-056 намотанных на кольцевой магнитопровод К12х6х45 из феррита 100НН1. Подойдет также любой готовый дроссель индуктивностью 30 60 мкГн на ток насыщения не менее 3 А и рабочую частоту 20 кГц. Все постоянные резисторы — МЛТ. Резистор R4 — подстроенный любого типа. Конденсаторы С1 С4 С8 — К73-17 С5 С6 С9 С10 - К50-24 остальные - КМ-6. Стабилитрон КС212К можно заменить на КС212Ж или КС512А. Диоды VD8 VD9 необходимо установить на радиаторы площадью рассеяния не менее 20 см2 каждый. КПД обоих блоков можно повысить если вместо диодов КД213А использовать диоды Шоттки например любые из серии КД2997. В этом случае теплоотводы для диодов не потребуются.

icon 27.doc

Выпрямители импульсных преобразователей построение многоканальных выпрямителей с гальванической связью между каналами и без нее.
Однофазный двухполупериодный выпрямитель
Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой (рис.24.1).В нем вторичная обмотка состоит из двух половин и имеет отвод от середины. Эту схему можно рассматривать как сочетание двух однополупериодных выпрямителей включенных на одну нагрузку. Коэффициент пульсаций р=067.
Рис.24. 1. Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой
Достоинства двухполупериодного выпрямителя:
отсутствие подмагничивания трансформатора;
меньший коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения по сравнению с однополупериодным выпрямителем;
вдвое большая частота пульсаций выпрямленного напряжения чем в однополупериодной схеме что облегчает их сглаживание.
Основной недостаток — необходимость второй обмотки причем обе обмотки работают поочередно и используются примерно на 50%.
Однофазный мостовой выпрямитель (схема Греца)(рис.3) состоит из трансформатора и четырех диодов подключенных ко вторичной обмотке трансформатора. В каждый полупериод открыта пара диодов расположенных в противоположных плечах моста.
Рис. 24.2.Однофазный мостовой выпрямитель (схема Греца)
Масса и стоимость трансформатора меньше чем с выводом от средней точки мощность выпрямителя выше за счет более рационального использования трансформатора. Частота пульсаций как и в предыдущей схеме вдвое больше частоты сети.
Двухполупериодные выпрямители(рис.24.3 и 24.4) при работе на активно-емкостную нагрузку вследствие удвоенной частоты пульсаций позволяют уменьшить габариты сглаживающего фильтра. В отличие от выпрямителя со средней точкой где обмотки трансформатора используются примерно на 35 40% в мостовом выпрямителе обмотка работает оба полупериода поэтому коэффициент ее использования достигает 80%. Кроме того в нем можно использовать диоды с вдвое меньшим допустимым напряжением.
Рис. 24.3. Двухполупериодные выпрямители
Рис. 24.4. Двухполупериодные выпрямители
Недостаток мостовой схемы — удвоенное количество диодов по сравнению с выпрямителем со средней точкой. Однако суммарное сопротивление постоянному току двух диодов и обмотки мостового выпрямителя чаще оказывается меньше сопротивления одного диода и обмотки выпрямителя со средней точкой.
При работе выпрямителя на емкостной фильтр диод в плече (оба диода для мостовой схемы) открывается когда напряжение на входе выпрямителя становится равным напряжению (точнее превышает его на порог открывания диода) на конденсаторе сглаживающего фильтра (момент t1). При этом в интервале t1-t2 ток через открытые диоды ограничен только сопротивлением обмотки трансформатора и открытых диодов. В момент времени t2 напряжение на входе выпрямителя вновь становится равным напряжению на конденсаторе и открытый диод закрывается. При этом начинается разряд конденсатора фильтра на сопротивление нагрузки. Открывание другого диода происходит в момент времени t3. Далее процессы повторяются. Наличие у трансформатора индуктивности рассеяния приводит к определенной задержке выключения открытого диода (показано пунктирной линией).
Двухтактный полумостовой трансформаторный импульсный преобразователь
Основная. особенность: с помощью ёмкостного делителя (С1 С2) образована средняя точка источника благодаря этому первичная обмотка трансформатора не имеет вывода нулевой точки. На интервале открытого состояния VT1 кондёнсатор С1 разряжен через первичную обмотку трансформатора и VT1 одновременно заряжается С2 по контуру +источника-VT1-первичная обмотка трансформатора-С2-(-источник).
Благодаря показанной фразировке открыт VD1 энергия передается в нагрузку и запасается в элементах Lф и Cф.
На интервале паузы (VT1 и VT1 - закрыты) ток через Lф уменьшается напряжение на Lф меняет знак что приводит к включению сразу 2х диодов VD1 VD2 через которое замыкается ток дросселя Lф. Сф разрежается на нагрузку.
На интервале открытого состояния VT2 в нагрузку через трансформатор и VD2 перед. энергия накопленная в С2 а С1 заряжается.
Благодаря отсутствию постоянного подмагничивания мощность 2х-тактного преобразователя значительно больше чем однотактного.

icon 14.doc

Применение характеристики принцип действия и устройство микросхемы однотактного преобразователя МС34063.
Эффективный стабилизатор напряжения.
Микросхема MC 34063 - производится фирмой Motorolla а также другими фирмами. Предназначена для ИППН – 1 ИППН – 2 и ИППН – 3. Данная микросхема работает на биполярных транзисторах содержит внутренний генератор и компаратор который управляет генератором.
Не для кого не секрет что основные недостатки линейных стабилизаторов напряжения - большая рассеиваемая мощность на регулирующем элементе из-за чего приходится применять радиаторы с большой площадью и более мощные трансформаторы что приводит к росту габаритов и массы. Можно конечно же применить импульсные источники питания имеющие существенно более высокий КПД но такие устройства подчас обладают плохой электромагнитной совместимостью с приёмопередающей аппаратурой. Ниже приведена схема стабилизатора напряжения с током до 20Ав которой благодаря улучшенной схемотехнике достигнуто очень малое падение напряжения на регулирующем элементе стабилизатора и соответственно - высокого КПД устройства в целом а также способ ручного пуска стабилизатора и полного отключения нагрузки при срабатывании защиты.
Схема однотактного преобразователя МС34063 приведена ниже на рис.14.1.
Собственно стабилизатор выполнен по классической и хорошо зарекомендовавшей себя схеме на регулируемом стабилитроне VD2 и паре мощных полевых транзисторов Т1 и Т2. Для снижения рассеиваемой на транзисторах мощности входное напряжение стабилизатора выбрано достаточно небольшим - в принципе стабилизатор нормально работает уже при входном напряжении 16 вольт. Для этого источник опорного напряжения питается от повышающего стабилизированного преобразователя на микросхеме mc34063включённой по стандартной схеме (step-up converter).Теперь рассмотрим работу стабилизатора: При подаче входного напряжения на стабилизатор он будет находится в отключенном состоянии и выходное напряжение будет отсутствовать. Для запуска стабилизатора необходимо кратковременно нажать кнопку S1 "ПУСК". При этом последовательно открываются транзисторы VT4 и VT1 питание поступает на преобразователь напряжения с выхода его напряжение порядка +24в. подаётся на опорный элемент и стабилизатор запускается - на выходе его устанавливается напряжение +13.8 вольт. Выходное напряжение поступает через диод VD3 на базу VT4 и удерживает его в открытом состоянии и после отпускания кнопки S1. Всё стабилизатор вышел на "крейсерский" режим. Теперь рассмотрим работу схемы при нажатии кнопки "СТОП". При нажатии S2 база VT4 соединяется с "землёй" VT4 закрываетсяVT1 также закрывается и обесточивает преобразователь напряжения. Питание с VD2 снимается и стабилизатор отключается - выходное напряжение отсутствует Соответственно и после отпускания кнопки S2 транзистор VT4 будет закрыт и всё устройство отключено. В схему дополнительно введён транзистор VT3. Его назначение - ускорение отключения стабилизатора при нажатии кнопки "СТОП" или срабатывании защиты. VT3 шунтирует источник опорного напряжения при закрывании VT4 и гарантированно отключает стабилизатор даже если выходное напряжение преобразователя не успело снизиться до нуля из-за наличия фильтрующих ёмкостей на выходе. В схеме стабилизатора присутствует "измерительный" резистор R4работающий в системе защиты от перегрузок по току. При увеличении тока нагрузки выше выбранного уровня падение напряжения на R4 становится достаточным для открывания транзистора VT2. Транзистор открывается что приводит к открыванию VT5 и закрыванию VT4что отключает стабилизатор. Логика работы схемы при срабатывании защиты по току даже очень кратковременном эквивалентна нажатию кнопки "СТОП". И последний узел стабилизатора - схема плавной регулировки скорости вращения вентилятора обдува выполнена на P-канальном полевике T3.
Настройка: При правильном монтаже схема в настройке не нуждается. Необходимо лишь подобрать номинал резистора R4 для достижения надёжного срабатывания защиты при перегрузке по току или КЗ на выходе стабилизатора.
Полезно предварительно отдельно настроить преобразователь напряжения. При подаче на вход микросхемы (pin6) напряжения питания от 8 до 16 вольт выходное напряжение должно быть порядка 24-25 вольт и не изменяться при изменении входного. При необходимости можно регулировать выходное напряжение подбором R8.
Трансформатор со схемой выпрямителя могут быть любыми и в данной статье не рассматриваются. Схема плавного запуска очень желательна. Емкость фильтра должна быть не менее 5 тысяч микрофарад на каждый ампер тока нагрузки.

icon 16.doc

Применение характеристики принцип действия и устройство микросхемы управления силовыми транзисторами (драйвера) IR2101 схема включения
IR2101 - драйвер ключей нижнего и верхнего уровней.
IR2101IR2102 – драйверы высоковольтных высокоскоростных МОП-транзисторов или IGBT-транзисторов с независимыми выходными каналами нижнего и верхнего уровней. Собственная HVIC-технология и стойкая к защелкиванию КМОП-технология позволили создать монолитную конструкцию.
Логический вход совместим с стандартными КМОП или LSTTL выходом. Выходы драйверов отличаются высоким импульсным током буферного каскада что выполнено для минимизации встречной проводимости драйвера. Выходной канал можеь быть использован для управления N-канальным силовым МОП-транзистором или IGBT-транзистором с напряжением питания верхнего уровня до 600В.
Типовые схема включения:
рис.16.1. Типовая схема включения для IR2101.
рис.16.1. Типовая схема включения для IR2102.
Отличительные особенности:
Управляющие каналы разработаны для нагруженного функционирования полностью работоспособны до +600В
Нечувствителен к отрицательным напряжениям при переходных процессах
Стойкость к скорости нарастания напряжения (dVdt)
Диапазон напряжения питания драйверов 10 20В
Блокировка при снижении напряжения
В входная логика с триггерами Шмита
Согласованная задержка распространения для обоих каналов
Выходы в фазе со входами (IR2101) или в противофазе (IR2102)
Напряжение смещения VOFFSET не более 600В
Имп.вых. ток к.з Iо± 130 мА 270 мА
Выходное напряжение драйверов VOUT 10 – 20В
Время вкл.выкл. 160150 нс
Согласованная задержка 50 нс
Выше на рис.16.2. приведена блок-схема IR2101 - драйвера высоковольтных высокоскоростных МОП-транзисторов или IGBT-транзисторов с независимыми выходными каналами. Ниже на рис.16.3. приведена аналогичная схема для IR2102.
Расположение выводов:
В табл.16.1 представлено описание выводов.
Логический вход управления выходом драйвера верхнего уровня (HO) в фазе (IR2101)
Логический вход управления выходом драйвера верхнего уровня (HO) в противофазе (IR2102)
Логический вход управления выходом драйвера нижнего уровня (LO) в фазе (IR2101)
Логический вход управления выходом драйвера нижнего уровня (LO) в противофазе (IR2102)
Напряжение питания ключей верхнего уровня
Выход драйвера верхнего уровня
Возврат питания верхнего уровня
Питание драйверов нижнего уровня и логики
Выход драйвера нижнего уровня
Возврат питания нижнего уровня

icon 18.doc

Применение характеристики принцип действия и устройство микросхемы управляемого стабилитрона TL431 схема включения в составе схемы преобразователя.
TL431 является программируемым опорного напряжения шунта с гарантированной стабильностью температур в течение всем диапазоне температур эксплуатации. Выходное напряжение может быть установлено любое значение между VREF (около 2.5V) и 36V с двумя
внешних резисторов. TL431operates с awide токов от От 1 до 100mA с типичным динамического сопротивления 0.22W.
Типовая схема включения TL-431 как параллельного стабилизатора.
Типовая схема включения показана на рис.1 где Vref = 25B Iref = 2 4мкA Ik = 1..100 мА Vka - выходное напряжение.
ИМС TL431 (аналог KPU2EH19) - недорогой (от 014) трехвыводный регулируемый параллельный стабилизатор напряжения с улучшенной температурной стабильностью (типовое изменение опорного напряжения во всем диапазоне рабочих температур составляет 3 мВ) предназначенный для работы в климатических условиях установленных для автомобильного транспорта промышленных и военных областей применения.
Следующая таблица (табл.2) – содержит значения максимальной рассеиваемой мощности в зависимости от суффикса и температуры окружающей среды.
Коэффициент снижения рабочей мощности при
На рис.18.2 - рис.18.6. - приведены некоторые схемы практического применения TL431.
Прецизионный последовательный стабилизатор напряжения с выходным напряжением 5В. В схеме приведенной на рис.18.2. резистор - должен обеспечить ток катода TL431 больше 1 Ма.
Прецизионный последовательный стабилизатор напряжения 5В15A на интегральной микросхеме приведен ниже на схеме рис.18.3.
Ниже на рис.18.4. приведена схема термостабильного генератор тока.
Ниже на рис.18.5. приведена схема реализующая реле времени.
Ниже на рис.18.6. приведена схема реализующая компаратор.

icon 19.doc

Применение характеристики принцип действия и устройство микросхемы стабилизатора постоянного напряжения L78058912 .78L058912.
Вход стабилизатора - "IN"; выход - "OUT"; общий -"GND" (Ground).
Вход управления регулируемого стабилизатора обозначается как "ADJ" (Adjust - регулировка).
Ко входу (Input) а также к выходу (Output) стабилизатора (непосредственно у соответствующего вывода или вблизи него) во избежание самовозбуждения необходимо подключать конденсатор емкостью 47 220 нФ.
Если емкость конденсатора на выходе стабилизатора очень велика а ток нагрузки мал между входом и выходом необходимо включать диод. Это решение гарантирует что напряжение на выходе будет очень быстро уменьшаться до величины входного напряжения.
Для надежной работы стабилизатора напряжение на входе выбирается не менее чем на 3 В выше чем выходное напряжение.
Не рассматриваемые здесь стабилизаторы серии "low-drop" (с малым падением напряжения между входом и выходом) для надежной стабилизации должны иметь входное напряжение превышающее выходное на 01 05 В.
Стабилизаторы положительного постоянного напряжения максимальный выходной ток - 100 мА корпус - ТО-92 (рис.1)
Входное напряжение В
Выходное напряжение В.
Стабилизаторы постоянного отрицательного напряжения с максимальным выходным током 100 мА в корпусе ТО-92 (рис.2)
Префикс зависит от изготовителя:
LM 79 L MC 79 L uА 79 L ML 79 Lxx A.
Стабилизаторы постоянного отрицательного напряжения с максимальным выходным током 1 А в корпусе ТО-220 (рис.4)
LM 320 Т uA79 uA 79
ТО-3: MC 79 LM 320 К uА 79 uA 79 TDB 29 xx KM.
Стабилизаторы постоянного положительного напряжения с выходным током более 1 А в корпусе ТО-3 (рис.5)
Стабилизаторы положительного постоянного напряжения корпус - ТО-220 (рис.3) или ТО-39 (рис.6)
ТО-3: МС 78 хх СК; uА 78 хх uА 78 хх КС;
Регулируемые стабилизаторы положительного напряжения
Максимальное входное напрянение В
Выходное напряжение В
Расположение выводов. рис.
Другие интегральные стабилизаторы в корпусе ТО-100: uА 723 uА 723 НС; СА 723 СТС; L 123 Т1; LM 723 СН; МС 1723 RC 723 Т; TDB 0723; TDC 0723.
Другие интегральные стабилизаторы в корпусе DIL-14: uА 723 СА 723 СЕ; L 123 СВ; LM 723 МС 1723 СР; RC 723 DB.
Рис. 15. Схема включения стабилизатора положительного напряжения
Рис. 16. Схема включения стабилизатора отрицательного напряжения
Рис. 17. Схема включения стабилизатора типа L200 с ограничением тока
Рис. 18. Схема включения стабилизатора типа 317 с ограничением тока
Рис. 19. Стандартная схема включения стабилизатора с ограничением тока
Рис. 20. Схема включения стабилизатора типа 723 с ограничением тока
Рис. 21. Получение стабилизированного отрицательного напряжения с помощью стабилизатора положительного напряжения
Рис. 22. Регулируемый стабилизатор напряжения

icon 2.doc

Силовые полевые транзисторы MOSFET область их применения преимущества перед биполярными транзисторами характеристики.
Мощные полевые транзисторы
Существуют значительные различия между параметрами конструкцией и технологией изготовления маломощных полевых транзисторов. Маломощные полевые транзисторы с изолированным затвором Рисунок 2.1 покатывает полевой транзистор (MOSFET — Metal — Oxide — Semiconductor — Field — EfFect — Transistor) с горизонтальной геометрией. Термин «горизонтальный» (в противоположность вертикальному) отражает направление тока в канале между стоком (С) и истоком (И). Обе области — сток и исток — выполнены на основе сильно легированного кремния n-типа () а подложка выполнена из относительно слаболегированного р-кремния. Затвор (3) представляет собой проводящую пластину обычно выполняемую из поликремния а в первых типах приборов она выполнялась из металла. Затвор электрически отделен от остального устройства оксидным изолятором (Si). Структура устройства показывает что ток между выводами стока и «стока не может проходить поскольку они изолированы друг от друга двумя встречно включенными диодами. Это как раз тот случай когда транзистор выключен при этом он может выдерживать напряжение между стоком
и истоком в любом порядке: а ООЗ удерживающая приложенное напряжение расширяется главным образом в р-область.
Предположим что сток и исток находятся под нулевым потенциалом а положительное напряжение по отношению к истоку создано на затворе. Тогда в оксидном слое появляется электрическое поле перпендикулярное плоскости затвора. Это поле создаст положительный заряд размещающийся на электроде затвора и отрицательный заряд внутри р - области кремния. При ннзких напряжениях на затворе отрицательный заряд создается неподвижными акцепторными ионами которые становятся заряженными при уходе дырок от поверхности S. Таким образом ООЗ растет в кремнии от поверхности Si02.
Вследствие электрическою поля в ООЗ потенциал в кремнии под оксидом выше чем потенциал в нейтральной р - области. Поскольку кремний находится в термическом равновесии соотношения между концентрацией носителей и потенциалом поля сохраняются:
где х — расстояние от - области истоки в направлении стока; — потенциал поля. Следовательно хотя концентрация дырок уменьшается с увеличением потенциала поскольку показатель экспоненты имеет отрицательный знак концентрация электронов растет. Когда потенциал становится достаточно большим то есть когда напряжение повышается электронов становится заметно больше чем дырок и тонкий слой n - кремния называемый каналом создастся как раз под слоем окисла.
Когда это происходит (дальше не существует перехода между стоком и истоком. Теперь появляется структура действующая как резистор и позволяющая проходить току. Поскольку концентрация электронов под Si02 еще мала сопротивление этого резистора достаточно велико.
По мере дальнейшего повышения напряжения на затворе продолжает расти концентрация электронов в n - слое под SiO. Когда- концентрация электронов достигает начальной концентрации NA происходит и вменение (инверсии) проводимости.
Начиная с этого значения напряжения приложенного между затвором и истоком называемого пороговым () сопротивление капала n - тппа быстро снижается при повышении напряжения на затворе. При > концентрация электронов под SiO становится значительно больше чем NA.
MOSFET показан на рис. 2.1 является n - канальным транзистором работающим в режиме усиления. Термин «режим усиления» отражает факт усиления проводимости канала под действием приложенного напряжения.
В р - канальном MOSFET напряжение на затворе должно быть отрицательным по отношению к истоку для того чтобы устройство могло проводить ток.
При предыдущем рассмотрении полагалось что напряжение сток-исток ((си) нулевое или оно пренебрежимо мало по сравнению с . Такое допущение приводит к тому что распределение oотрицательного заряда в канале не зависит от х. Полагая что ток идет от стока к истоку получаем что напряжение на стороне стока канала должно быть выше чем па стороне истока. По этой причине электрическое поле в Si02 будет слабее на стороне стока. Поэтому в данном случае проводимость канала изменяется с изменением х. Для Uси (— ) ток стока определяется значениями Uси и :
где — емкость S L - длина канала; Z— протяженность канала в направлении оси z. Если Uси (— ) приближенно можно считать что ток стока должен расти пропорционально напряжению сток-исток.
При сделанном допущении запишем проводимость :
При любом напряжении на затворе ток стока пропорционален напряжению сток-исток поэтому данная область работы может быть названа линейной областью.
Когда напряжение Uси достигает значения при котором напряжение на стороне S близкой к стоку снижается до то есть когда выполняется равенство Uси = (— ) плотность электроном на этом конце канала падает до нуля. Другими словами область канала в близи стока теперь не инвертирована. Дальнейшее увеличение Uси поглощается ООЗ которая растет между неинвертированной областью и стоком. Длина ООЗ все-таки очень мала по сравнению с расстоянием между диффузионными областями стока и истока. Поэтому длина канала остается равной L независимо от Uси. Концентрация электронов в канале и напряжение в канале от одного его конца до другого (— ) не зависит от Uси. Когда Uси превышает (— ) ток проходящий через канал не зависит от напряжения сток-исток и определяется соотношением:
Этот режим работы транзистора называется режимом насыщения. Ток стока зависит от напряжения на затворе а не от тока в управляющем электроде как было в биполярном транзисторе.
Сопротивление транзистора MOSFET во включенном состоянии
По мере прохождения тока через протяженную область стока линии тока стягиваются в область между р - областями которую принято называть шейной областью (neck region).
Далее ток должен втягиваться в каналы образуемые в р - областях на каждой стороне шейной области. Такое втягивание тока в результате должно было бы привести к большому сопротивлению поскольку ток должен идти через постепенно уменьшающееся сечение n - области чтобы достичь входа в канал. Но как раз область непосредственно находящаяся под окислом затвора и между р - областями имеет очень высокую концентрацию подвижных электронов что приводит к намного большей проводимости этого участка по сравнению с остальной n - областью. Ток стока между р -областями стремится следовательно сначала идти вверх в слой высокой проводимости и только затем проходит горизонтально в канал.
Общее сопротивление сток-исток MOSFET () включает в себя четыре составляющие:
) сопротивление слоя стока включающее сопротивления и основной части n - области;
) сопротивление шейной области;
) сопротивление области находящейся пепосредственно под оксидным слоем затвора;
) сопротивление канала.
Вся область стока и его шейная область легированы слабо поэтому в транзисторах с напряжением сток-исток 400 В и выше первые две составляющие сопротивления обычно намного больше чем третья и четвертая. Если же транзистор низковольтный основная доля общего сопротивления — сопротивление канала.
Динамические свойства
Вследствие того что MOSFET — это транзистор работающий на основных носителях в нем не накапливаются избыточные носители которые определяют динамику биполярного транзисюра. Динамики MOSFET определяется только окисным слоем затвора и емкостями ООЗ а также сопротивлениями которые ограничивают возможности заряда и разряда этих емкостей. Между затворам и истоком находятся две емкости включенные параллельно образующие Сзи. Одна из них появляется в результате металлизации истока накрывающего поликремниевый затвор но изолированною от него оксидным слоем . Часть этой емкости появляется также в результате перекрытия ноликремния и диффузионного слоя истока . Поэтому данная емкость оксидная и ее значение не зависит от напряжения на ней. Вторая емкость образующая Сзи это емкость между затвором и р-областью канала . Вторая составляющая емкости Сзи — функция напряжения на затворе. Когда с ростом напряжения на затворе эта емкость уменьшается но превосходит емкость . Когда же напряжение на затворе превышает пороговое емкость затвора определяется первой составляющей — оксидной не зависящей от напряжения.
Между стоком и истоком существует емкость слоя пространственного заряда (ООЗ) Сси. Ее значение изменяется обратно пропорционально корню квадратному из напряжения Сси.
РнС. 2.2. Схематичное изображение внутренних емкостей MOSFET с вертикальной структурой.

icon 7.doc

Общая блок – схема регулятора (блок регулятора - БР).
Параллельная структура
Особенность работы регуляторов – преобразователей состоит в том что число входных сигналов превышает число выходов регулятора по этому необходима функция слияния регулирования.
В реальных преобразователях используется принцип не превышения заданной величины.
РН – регулятор напряжения;
РТ – регулятор тока;
Характеристики которые поясняют совмещение (слияние) функций регулирования.
- функциональное сопротивление которое соответствует отношению заданного напряжения к заданному току.
- заданные величины.
- естественная характеристика СУ преобразователя.
Нестабилизированный преобразователь (при смещении происходит смещение естественной характеристики вследствие чего рабочая точка изменяется выходной ток и напряжение также изменяются пропорционально). Ниже на рис. приведена схема описывающая данный процесс.
Стабилизированный преобразователь.
Схема БР (однополярная положительная) на ОУ.
Пропорционально интегральная схема для сигналов с прямым действием. Принцип min реализуется на VD1 VD2 VT1 и VT2. Источник питания проходит через VT1. Ток от VT1 будет проходить через тот диод где потенциал на выходе ОУ меньше.
VD2 – буферный выходной усилитель тока (эмиттерный повторитель). Напряжение на эмиттере VD2 будет таким же как и наименьшее напряжение на одном из выходов ОУ.
и - корректирующие цепи (связаны с перебегом интеграла).
Блок - регулятор с подчиненным регулированием
Принцип подчиненного регулирования – состоит в использовании многоконтурной обратной связи с вложением этих контуров друг в друга. При этом канал регулирования состоит из последовательно включенных регуляторов либо корректирующих звеньев.
ЗБ1 ЗБ2 – задающий блок 12;
ДТ ДН – датчик тока датчик напряжения;
Два регулятора работают одновременно. ЗБ2 и (где - блок умножения в вышеприведенной схеме) задают пределы тока с которым будет работать система.
Достоинства по сравнению с параллельной структурой:
нет перебега интеграла;
отсутствие всплесков тока при резком изменении нагрузки.
Недостатки по сравнению с параллельной структурой:
должен лежать в определенном диапазоне.
Принципиальная схема приведена ниже.
- задает min диапазон (минимальный уровень заданного тока).
Инвертирующий ПИ – регулятор.
- сопрягающая частота ОУ;
- пропорциональный коэффициент.
Чтобы сделать ПИД – регулятор необходимо ввести и . Дифференцирующая составляющая приводит к подъему ЛАЧХ.
Не инвертирующий ПИ – регулятор.

icon 30.doc

Способы экспериментального определения статических характеристик импульсных преобразователей.
Различают следующие типы статических характеристик импульсных преобразователей:
внешняя характеристика;
регулировочная характеристика;
Рассмотрим подробнее каждый из типов.
Внешняя (нагрузочная) характеристика:
для внешней характеристики:
для нагрузочной характеристики:
Устанавливаем значение изменяем сопротивление нагрузки и снимаем внешние характеристики.
Регулировочная характеристика:
Данный тип характеристики рассмотрим на примере ИППН - 3 (Импульсного преобразователя постоянного напряжения третьего типа полярно - инвертирующий) схема которого представлена на рис.30.4.
Реализуем данную схему в среде программы Electronics Workbench на рис.30.5.
рис.30.5. Импульсный преобразователь постоянного напряжения третьего типа (полярно - инвертирующий).
В ходе эксперемента определяем как влияет изменение числового значения на напряжение. Для этого к схеме подключаем вольтметр на дисплей которого выводится значение напряжения при каждом изменении .
Глядя на рис.30.6. и рис.30.7. можно отметить что при уменьшении напряжение уменьшается о чем свидетельствуют показания на дисплее вольтметра а пульсации на выходной характеристике наоборот увеличиваются.
Для ИППН -1 идеальной регулировочной характеристикой является прямая зависимость (расчетная).
При перегрузке характеристики пойдут ниже расчетной характеристики. Если то выходное напряжение будет максимальным (режим прерывистого тока - РПТ).

icon 22.doc

Применение характеристики принцип действия и устройство микросхемы ШИМ – контроллера двухтактного преобразователя TL494.
Специально созданные для построение ИВП микросхемы TL49345 обеспечивают разработчику расширенные возможности при конструировании схем управления ИВП. Приборы TL49345 включают в себя усилитель ошибки встроенный регулируемый генератор компаратор регулировки мертвого времени триггер управления прецизионный ИОН на 5В и схему управления выходным каскадом. Усилитель ошибки выдает синфазное напряжение в диапазоне от –03 (Vcc-2) В. Компаратор регулировки мертвого времени имеет постоянное смещение которое ограничивает минимальную длительность мертвого времени величиной порядка 5%.
Допускается синхронизация вcтроенного генератора при помощи подключения вывода R к выходу опорного напряжения и подачи входного пилообразного напряжения на вывод С что используется при синхронной работе нескольких схем ИВП.
Независимые выходные формирователи на транзисторах обеспечивают возможность работы выходного каскада по схеме с общим эмиттером либо по схеме эмиттерного повторителя. Выходной каскад микросхем TL49345 работает в однотактном или двухтактном режиме с возможностью выбора режима с помощью специального входа. Встроенная схема контролирует каждый выход и запрещает выдачу сдвоенного импульса в двухтактном режиме.
Приборы имеющие суффикс L гарантируют нормальную работу в диапазоне температур -–5 85С с суффиксом С гарантируют нормальную работу в диапазоне температур 0 70С.
Схема двухтактного ШИМ – контроллер 1114ЕУ4 (TL494) приведена ниже на рис.22.1.
-усилитель ошибки 1;
-усилитель ошибки 2 для TL494 и TL495 или токоограничивающий усилитель для
-источник напряжения (пунктиром показаны соединения и элементы только для TL495 номера выводов указаны для TL494 и TL493).
Полный набор функций ШИМ-управления
Выходной втекающий или вытекающий ток каждого выхода ..200мА
Возможна работа в двухтактном или однотактном режиме
Встроенная схема подавления сдвоенных импульсов
Широкий диапазон регулировки
Выходное опорное напряжение 5В +-05%
Просто организуемая синхронизация
Предельные значения параметров:
Напряжение питания 41В
Входное напряжение усилителя (Vcc+0.3)В
Выходное напряжение коллектора .41В
Выходной ток коллектора 250мА
Общая мощность рассеивания в непрерывном режиме 1Вт
Рабочий диапазон температур окружающей среды:
-c суффиксом L -25..85С
-с суффиксом С 0..70С
Диапазон температур хранения ..-65 +150С
Функциональное описание:
Микросхема TL494 представляет из себя ШИМ-контролер импульсного источника питания работающий на фиксированной частоте и включает в себя все необходимые для этого блоки. Встроенный генератор пилообразного напряжения требует для установке частоты только двух внешних компонентов R и С. Частота генератора определяется по формуле:
Модуляция ширины выходных импульсов достигается сравнением положительного пилообразного напряжения получаемого на конденсаторе С с двумя управляющими сигналами (см временную диаграмму ). Логический элементы ИЛИ-НЕ возбуждает выходные транзисторы Q1 и Q2 только тогда когда линия линия тактирования встроенного триггера находится в НИЗКОМ логическом состоянии. Это происходит только в течение того времени когда амплитуда пилообразного напряжения выше выше амплитуды управляющих сигналов. Следовательно повышение амплитуды управляющих сигналов вызывает соответствующее линейное уменьшение ширины выходных импульсов. Под управляющими сигналами понимаются напряжения производимые схемой регулировки мёртвого времени (вывод 4) усилители ошибки (выводы 1 2 15 16) и цепью обратной связи (вывод 3).
Вход компаратора регулировки мертвого времени имеет смещение 120мВ что ограничивает минимальное мертвое время на выходе первыми 4% длительности цикла пилообразно напряжения. В результате максимальная длительность рабочего цикла составляет 96% в том случае если вывод 13 заземлен и 48% в том случае если на вывод 13 подано опорное напряжение.
Увеличит длительность мертвого времени на выходе можно подавая на вход регулировки мертвого времени (вывод 4) постоянное напряжение в диапазоне 0..33В. ШИМ-компаратор регулирует ширину выходных импульсов от максимального значения определяемого входом регулировки мертвого времени до нуля когда напряжение обратной связи изменяется от 05 до 35В. Оба усилителя ошибки имеют входной диапазон синфазного сигнала от –03 до (Vcc-20)В и могут использоваться для считывания значений напряжения или тока с выхода источника питания. Выходы усилителей ошибки имеют активный ВЫСОКИЙ уровень напряжения и обьеденины функцией ИЛИ не неинвертирующем входе ШИМ-компаратора. В такой конфигурации усилитель требующий минимального времени для включения выхода является доминирующим в петле управления. Во время разряда конденсатора С на выходе компаратора регулировки мертвого времени генерируется положительный импульс который тактирует триггер и блокирует выходные транзисторы Q1 и Q2. Если на вход выбора режима работы подается опорное напряжение (вывод 13) триггер непосредственно управляет двумя выходными транзисторами в противофазе (двухтактный режим) а выходная частота равна половине частоты генератора. Выходной формирователь может также работать в однотактном режиме когда оба транзистора открываются и закрываются одновременно и когда требуется максимальный рабочий цикл не превышающий 50%. Это желательно когда трансформатор имеет звенящую обмотку с ограничительным диодом используемым для подавления переходных процессов. Если в однотактном режиме требуются большие токи выходные транзисторы могут работать параллельно. Для этого требуется замкнуть на землю вход выбора режима работы ОТС что блокирует выходной сигнал от триггера. Выходная частота в этом случае будет равна частоте генератора.
Микросхема TL494 имеет встроенный источник опорного напряжения на 50В способный обеспечить вытекающий ток до 10мА для смещения внешних компонентов схемы. Опорное напряжение имеет погрешность 5% в диапазоне рабочих температур от 0 до 70С.

icon 28.doc

Организация вспомогательного питания систем управления сетевых преобразователей. LINK – Switch power Integrations.
LinkSwitch-LP состоит из взаимно соединенных силовых MOSFET переключателей (на 700 V) с контроллером питания на одном кристалле. В отличие от обычных PWM (широтно-импульсная модуляция ширины) контроллеров он использует простые ON OFF управления для регулирования выходного напряжения.
Типовая схема включения:
Функциональная блок-схема:
Рис.28.2. LINK – 562-564.
Типичная частота осциллятора внутренне установлена в среднем
от 6683100 кГц для LNK562 563 и 564 соответственно.
Два сигналы генерируются от генератора: максимум скважность сигнала (DC) и тактового сигнала часов который указывает начало каждого цикла переключения.
Функциональное описание выводов:
Сток мощности MOSFET обеспечивает внутренние связи ток для запуска в стационарном режиме.
Обратная связь (FB) Pin:
В нормальном режиме работы переключение силовых MOSFET является контролируемым. MOSFET отключается когда ток больше чем 70 A OWS в этом выводе.
Этот вывод является источником питания MOSFET связи.
Рис.28.3. схема выводов.

icon 1.doc

Силовые полупроводниковые приборы: диоды транзисторы. Их разновидности параметры особенности применения.
1. Диоды - силовые полупроводниковые приборы.
Диод — двухэлектродный электронный прибор обладает различной проводимостью в зависимости от направления электрического тока. Электрод диода подключённый к положительному полюсу источника тока когда диод открыт (то есть имеет маленькое сопротивление) называют анодом подключённый к отрицательному полюсу— катодом.
История создания и развития диодов
Развитие диодов началось в третьей четверти XIX века сразу по двум направлениям: в 1873 году британский учёный Фредерик Гутри открыл принцип действия термоионных (вакуумных ламповых с прямым накалом) диодов в 1874 году германский учёный Карл Фердинанд Браун открыл принцип действия кристаллических (твёрдотельных) диодов. Принципы работы термоионного диода были заново открыты тринадцатого февраля 1880 года Томасом Эдисоном и затем в 1883 году запатентованы (патент США №307031). Однако дальнейшего развития в работах Эдисона идея не получила. В 1899 году германский учёный Карл Фердинанд Браун запатентовал выпрямитель на кристалле. Джэдиш Чандра Боус развил далее открытие Брауна в устройство применимое для детектирования радио. Около 1900 года Гринлиф Пикард создал первый радиоприёмник на кристаллическом диоде. Первый термионный диод был запатентован в Британии Джоном Амброзом Флемингом (научным советником компании Маркони и бывшим сотрудником Эдисона) в 1904 году в ноябре шестнадцатого (патент США №803684 от ноября 1905 года). В 1906 году в ноябре двадцатого Пикард запатентовал кремниевый кристаллический детектор (патент США №836531). В конце XIX века устройства подобного рода были известны под именем выпрямителей и лишь в 1919 году Вильям Генри Иклс ввёл в оборот слово «диод» образованное от греческих корней «di»— два и «odos»— путь.
Диоды бывают электровакуумными (кенотроны) газонаполненными (газотроны игнитроны стабилитроны) полупроводниковыми и др. В настоящее время в подавляющем большинстве случаев применяются полупроводниковые диоды.
Полупроводниковые диоды
Полупроводниковые диоды используют свойство односторонней проводимости p-n перехода — контакта между полупроводниками с разным типом примесной проводимости либо между полупроводником и металлом (Диод Шоттки).
Ламповые диоды представляют собой радиолампу с двумя рабочими электродами один из которых подогревается нитью накала. Благодаря этому часть электронов покидает поверхность разогретого электрода (катода) и под действием электрического поля движется к другому электроду — аноду. Если же поле направлено в противоположную сторону электрическое поле препятствует этим электронам и тока (практически) нет.
Специальные типы диодов
Стабилитроны (диод Зенера). Используют обратную ветвь характеристики диода с обратимым пробоем для стабилизации напряжения.
Туннельные диоды (диоды Лео Эсаки). Диоды существенно использующие квантовомеханические эффекты. Имеют область т.н. «отрицательного сопротивления» на вольт-амперной характеристике. Применяются как усилители генераторы и пр.
Туннельный и обращенный диоды
Туннельным диодом называют полупроводниковый диод на основе p+-n+ перехода с сильнолегированными областями на прямом участке вольт-амперной характеристики которого наблюдается n-образная зависимость тока от напряжения. На рисунке 4.14 приведена вольт-амперная характеристика типичного туннельного диода при прямом смещении.
Проанализируем особенности вольт-амперной характеристики туннельного диода. Для этого рассмотрим p+-n+ переход образованный двумя вырожденными полупроводниками.
Если концентрация доноров и акцепторов в эмиттере и базе диода будет NA ND ~ 1020 см-3 то концентрация основных носителей будет много больше эффективной плотности состояний в разрешенных зонах pp0 nn0 >> NC NV. В этом случае уровень Ферми будет находиться в разрешенных зонах p+ и n+ полупроводников.
Рис. Туннельный диод 1И104:
а) вольтамперная характеристика при прямом смещении; б) конструкция туннельного диода
Варикапы. Используется то что запертый p—n-переход обладает большой ёмкостью причём ёмкость зависит от выставленного обратного напряжения. Применяются в качестве конденсаторов переменной ёмкости.
Светодиоды (диоды Генри Раунда). В отличие от обычных диодов при рекомбинации электронов и дырок в переходе излучают свет в видимом диапазоне а не в инфракрасном. Однако выпускаются светодиоды и с излучением в ИК диапазоне а с недавних пор - и в УФ.
Полупроводниковые лазеры. По устройству близки к светодиодам однако имеют лазерный резонатор излучают когерентный свет.
Фотодиоды. Запертый фотодиод открывается под действием света.
Солнечный элемент Подобен фотодиоду но работает без смещения. Падающий на p-n переход свет вызывает движение электронов и генерацию тока.
Диоды Ганна. Используются для генерации и преобразования частоты в СВЧ диапазоне.
Диод Шоттки. Диод с малым падением напряжения при прямом включении.
Лавинно-пролётный диод. Диод работающий за счёт лавинного пробоя.
Магнитодиод. Диод вольт-амперная характеристика которого существенно зависит от значения индукции магнитного поля и расположения его вектора относительно плоскости p-n-перехода.
Стабисторы. При работе используется участок ветви вольт-амперной характеристики соответствующий «прямому напряжению» на диоде.
Смесительный диод — предназначен для перемножения 2-ух высокочастотных сигналов.
pin диод — содержит область собственной проводимости между сильнолегированными областями. Используется в СВЧ-технике силовой электронике как фотодетектор
Трёхфазный выпрямитель Ларионова А. Н. на трёх полумостах
Диоды широко используются для преобразования переменного тока в постоянный (точнее в однонаправленный пульсирующий). Диодный выпрямитель или диодный мост (то есть 4 диода для однофазной схемы (6 для трёхфазной полумостовой схемы или 12 для трёхфазной полномостовой схемы) соединённых между собой по схеме) — основной компонент блоков питания практически всех электронных устройств. Диодный трёхфазный выпрямитель по схеме Ларионова А. Н. на трёх параллельных полумостах применяется в автомобильных генераторах он преобразует переменный трёхфазный ток генератора в постоянный ток бортовой сети автомобиля. Применение генератора переменного тока в сочетании с диодным выпрямителем вместо генератора постоянного тока с щёточно-коллекторным узлом позволило значительно уменьшить размеры автомобильного генератора и повысить его надёжность. В некоторых выпрямительных устройствах до сих пор применяются селеновые выпрямители. Это вызвано той особенностью данных выпрямителей что при превышении предельно допустимого тока происходит выгорание селена (участками) не приводящее (до определенной степени) ни к потере выпрямительных свойств ни к короткому замыканию - пробою. В высоковольтных выпрямителях применяются селеновые высоковольтные столбы из множества последовательно соединённых селеновых выпрямителей и кремниевые высоковольтные столбы из множества последовательно соединённых кремниевых диодов.
Диоды в сочетании с конденсаторами применяются для выделения низкочастотной модуляции из амплитудно-модулированного радиосигнала или других модулированных сигналов. Диодные детекторы применяются почти во всех радиоприёмных устройствах: радиоприёмниках телевизорах и т. п.. Используется квадратичный участок вольтамперной характеристики диода.
Диоды применяются также для защиты разных устройств от неправильной полярности включения и т. п. Известна схема диодной защиты схем постоянного тока с индуктивностями от скачков при выключении питания. Диод включается параллельно катушке так что в «рабочем» состоянии диод закрыт. В таком случае если резко выключить сборку возникнет ток через диод и сила тока будет уменьшаться медленно (ЭДС индукции будет равна падению напряжения на диоде) и не возникнет мощного скачка напряжения приводящего к искрящим контактам и выгорающим полупроводникам.
Диодные переключатели
Применяются для коммутации высокочастотных сигналов. Управление осуществляется постоянным током разделение ВЧ и управляющего сигнала с помощью конденсаторов и индуктивностей.
2. Транзисторы - силовые полупроводниковые приборы.
Транзистор (от англ. transfer— переносить и resistance— сопротивление или transconductance — активная межэлектродная проводимость и varistor — переменное сопротивление)— электронный прибор из полупроводникового материала обычно с тремя выводами позволяющий входным сигналам управлять током в электрической цепи. Обычно используется для усиления генерирования и преобразования электрических сигналов.
Управление током в выходной цепи осуществляется за счёт изменения входного напряжения или тока. Небольшое изменение входных величин может приводить к существенно большему изменению выходного напряжения и тока. Это усилительное свойство транзисторов используется в аналоговой технике (аналоговые ТВ радио связь ит.п.). В настоящее время в аналоговой технике доминируют биполярные транзисторы (БТ) (международный термин— BJT bipolar junction transistor). Другой важнейшей отраслью электроники является цифровая техника (логика память процессоры компьютеры цифровая связь ит.п.) где напротив биполярные транзисторы почти полностью вытеснены полевыми.
Вся современная цифровая техника построена в основном на полевых МОП (металл-оксид-полупроводник)-транзисторах (МОПТ) как более экономичных по сравнению с БТ элементах. Иногда их называют МДП (металл-диэлектрик-полупроводник)- транзисторы. Международный термин— MOSFET (metal-oxide-semiconductor field effect transistor). Транзисторы изготавливаются в рамках интегральной технологии на одном кремниевом кристалле (чипе) и составляют элементарный «кирпичик» для построения микросхем логики памяти процессора ит.п. Размеры современных МОПТ составляют от 90 до 32 нм. На одном современном чипе (обычно размером 1—2 см²) размещаются несколько (пока единицы) миллиардов МОПТ. На протяжении 60 лет происходит уменьшение размеров (миниатюризация) МОПТ и увеличение их количества на одном чипе (степень интеграции) в ближайшие годы ожидается дальнейшее увеличение степени интеграции транзисторов на чипе (см. Закон Мура). Уменьшение размеров МОПТ приводит также к повышению быстродействия процессоров.
Первые патенты на принцип работы полевых транзисторов были зарегистрированы в Германии 1928 (в Канаде 22 октября 1925 года) на имя австро-венгерского физика Юлия Эдгара Лилиенфельда. В 1934 году немецкий физик Оскар Хейл запатентовал полевой транзистор. Полевые транзисторы (в частности МОП-транзисторы) основаны на простом электростатическом эффекте поля по физике они существенно проще биполярных транзисторов и поэтому они придуманы и запатентованы задолго до биполярных транзисторов. Тем не менее первый МОП-транзистор составляющий основу современной компьютерной индустрии был изготовлен позже биполярного транзистора в 1960 году. Только в 90-х годах 20 века МОП-технология стала доминировать над биполярной. В 1947 году Уильям Шокли Джон Бардин и Уолтер Браттейн в лабораториях Bell Labs впервые создали действующий биполярный транзистор продемонстрированный 16 декабря. 23 декабря состоялось официальное представление изобретения и именно эта дата считается днём изобретения транзистора. По технологии изготовления он относился к классу точечных транзисторов. В 1956 году они были награждены Нобелевской премией по физике «за исследования полупроводников и открытие транзисторного эффекта». Интересно что Джон Бардин вскоре был удостоен Нобелевской премии во второй раз за создание теории сверхпроводимости. Позднее вакуумные лампы были заменены транзисторами в большинстве электронных устройств свершив революцию в создании интегральных схем и компьютеров. Bell нуждались в названии устройства. Предлагались названия «полупроводниковый триод» (semiconductor triode) «Solid Triode» «Surface States Triode» «кристаллический триод» (crystal triode) и «Iotatron» но слово «транзистор» (transistor) предложенное Джоном Пирсом (John R. Pierce) победило во внутреннем голосовании. Первоначально название «транзистор» относилось к резисторам управляемым напряжением. В самом деле транзистор можно представить как некое сопротивление регулируемое напряжением на одном электроде (в полевых транзисторах— напряжением между затвором и истоком в биполярных транзисторах— напряжением между базой и эмиттером).
Классификация транзисторов
Э - эмиттер К - коллектор Б - база;
З - затвор И - исток С - сток.
По основному полупроводниковому материалу
Помимо основного полупроводникового материала применяемого обычно в виде монокристалла транзистор содержит в своей конструкции легирующие добавки к основному материалу металл выводов изолирующие элементы части корпуса (пластиковые или керамические). Иногда употребляются комбинированные наименования частично описывающие материалы конкретной разновидности (например «кремний на сапфире» или «Металл-окисел-полупроводник»). Однако основными являются транзисторы:
Другие материалы транзисторов до недавнего времени не использовались. В настоящее время имеются транзисторы на основе например прозрачных полупроводников для использования в матрицах дисплеев. Перспективный материал для транзисторов— полупроводниковые полимеры. Также имеются отдельные сообщения о транзисторах на основе углеродных нанотрубок.
Принцип действия и способы применения транзисторов существенно зависят от их типа и внутренней структуры поэтому подробная информация об этом отнесена в соответствующие статьи.
on-p-n структуры «обратной проводимости».
op-n-p структуры «прямой проводимости»
oс изолированным затвором
Криогенные транзисторы (на эффекте Джозефсона)
Комбинированные транзисторы
Транзисторы со встроенными резисторами (Resistor-equipped transistors (RETs))— биполярные транзисторы со встроенными в один корпус резисторами.
Транзистор Дарлингтона— комбинация двух биполярных транзисторов работающая как биполярный транзистор с высоким коэффициентом усиления по току.
oна транзисторах одной полярности
oна транзисторах разной полярности
Лямбда-диод— двухполюсник комбинация из двух полевых транзисторов имеющая как и туннельный диод значительный участок с отрицательным сопротивлением.
Биполярный транзистор с изолированным затвором— силовой электронный прибор предназначенный в основном для управления электрическими приводами.
По рассеиваемой в виде тепла мощности различают:
маломощные транзисторы - до 100 мВт
транзисторы средней мощности - от 01 до 1 Вт
мощные транзисторы - (больше 1 Вт).
дискретные транзисторы
Для свободного монтажа
Для установки на радиатор
Для автоматизированных систем пайки
транзисторы в составе интегральных схем.
По материалу и конструкции корпуса
Одноэлектронные транзисторы содержат квантовую точку (т.н. «остров») между двумя туннельными переходами. Ток туннелирования управляется напряжением на затворе связанным с ним ёмкостной связью.
Выделение по некоторым характеристикам
Транзисторы BISS (Breakthrough in Small Signal дословно— «прорыв в малом сигнале»)— биполярные транзисторы с улучшенными малосигнальными параметрами. Существенное улучшение параметров транзисторов BISS достигнуто за счёт изменения конструкции зоны эмиттера. Первые разработки этого класса устройств также носили наименование «микротоковые приборы». Транзисторы со встроенными резисторами RET (Resistor-equipped transistors)— биполярные транзисторы со встроенными в один корпус резисторами. RET транзистор общего назначения со встроенным одним или двумя резисторами. Такая конструкция транзистора позволяет сократить количество навесных компонентов и минимизирует необходимую площадь монтажа. RET транзисторы применяются для контроля входного сигнала микросхем или для переключения меньшей нагрузки на светодиоды. Применение гетероперехода позволяет создавать высокоскоростные и высокочастотные полевые транзисторы такие как HEMT.
Применение транзисторов
Транзисторы применяются в качестве активных (усилительных) элементов в усилительных и переключательных каскадах. Реле и тиристоры имеют больший коэффициент усиления мощности чем транзисторы но работают только в ключевом (переключательном) режиме.

icon 15.doc

Применение характеристики принцип действия и устройство микросхемы ШИМ- контроллера UC3842 UC3843 UC3844 примеры схем преобразователей на основе данной микросхемы их параметры.
Отличия микросхем ШИМ – преобразователя UC3842 UC3843 UC3844:
У UC3842 и UC3844 есть пороги UVLO 16V (на) и 10V (выключен). У UC3843 и UC3845 8.5V (на) и 7.9V (выключен). Для работы UC3842 и UC3843 характерен 100%-ый рабочий цикл. Для работы UC3844 и UC3845 характерен 50%-ый рабочий цикл.
Описание Микросхема ШИМ – преобразователя UC3842 UC3843 UC3844:
Рассмотрим принцип работы микросхем на примере сетевой части блока питания.
Вариант импульсного блока питания реализован на основе микросхемы UC3842UC3843UC3844. Эти микросхемы получила распространение начиная со второй половины 90-х годов. На ней реализовано множество различных источников питания для телевизоров факсов видеомагнитофонов и другой техники. Такую популярность UC384x получила благодаря своей стоимости высокой надежности простоте схемотехники и минимальной требуемой обвязке. Общая функциональная схема семейства микросхем UC384x предоставлена на рис.1
Они выпускаются в различных корпусах между ними существуют незначительные различия которые сводятся например к наличию отдельных выводов питания и земли у выходного транзисторного каскада. Однако наибольшей популярностью пользуются МС в корпусе DIP8. Микросхема содержит следующие основные узлы:
- стабилитрон ограничения напряжения питания (между 5 и 7)обычно на напряжение 36В.
- компаратор 1 неинвертирующий вход которого соединен с источником питания а инвертирующий вход – с внутренним источником опорного напряжения. Этот компаратор определяет напряжение включения.
- управляемый выходным сигналом компаратора СОМР1 источник опорного напряжения выход которого соединен с выводом 8.Кроме того к источнику подключены внутренние цепи смещения.
- источник опорного напряжения(+5В) который через резистивный делитель на 2 соединен с
неинвертирующим входом усилителя. Инвертирующий вход этого усилителя соединен с выводом 2 а выход с выводом 1;
- усилитель ошибки с выхода которого напряжение через два диода и резистивный делитель
На 3 поступает на инвертирующий вход компоратора2 к которому также подключен стабилитрон на напряжение 1В второй неинвертирующим вход компаратора соединен с выводом 3.
- встроенный генератор импульсов вход которого соединен с выводом 4 к которому подсоединяется время-задающая RC цепочка.

icon 3.doc

Силовые биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT)
Устройство и особенности работы
Биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT - Insulated Gate Bipolar Transistors) - полностью управляемый полупроводниковый прибор в основе которого трёхслойная структура. Его включение и выключение осуществляются подачей и снятием положительного напряжения между затвором и истоком. На рис.3.1 приведено условное обозначение IGBT.
Рис. 3.1. Условное обозначение IGBT
Рис. 3.2. Схема соединения транзисторов в единой структуре IGBT
Коммерческое использование IGBT началось с 80-х годов и уже претерпела четыре стадии своего развития.
I поколение IGBT (1985 г.): предельные коммутируемые напряжения 1000 В и токи 200 А в модульном и 25 А в дискретном исполнении прямые падения напряжения в открытом состоянии 30-35 В частоты коммутации до 5 кГц (время включениявыключения около 1 мкс).
II поколение (1991 г.): коммутируемые напряжения до 1600 В токи до 500 А в модульном и 50 А в дискретном исполнении; прямое падение напряжения 25-30 В частота коммутации до 20 кГц ( время включения выключения около 05 мкс).
III поколение (1994 г.): коммутируемое напряжение до 3500 В токи 1200 А в модульном исполнении. Для приборов с напряжением до 1800 В и токов до 600 А прямое падение напряжения составляет 15-22 В частоты коммутации до 50 кГц (времена около 200 нс).
IV поколение (1998 г.): коммутируемое напряжение до 4500 В токи до 1800 А в модульном исполнении; прямое падение напряжения 10-15 В частота коммутации до 50 кГц (времена около 200 нс).
IGBT являются продуктом развития технологии силовых транзисторов со структурой металл-оксид-полупроводник управляемых электрическим полем (MOSFET-Metal-Oxid-Semiconductor-Field-Effect-Transistor) и сочетают в себе два транзистора в одной полупроводниковой структуре: биполярный (образующий силовой канал) и полевой (образующий канал управления). Эквивалентная схема включения двух транзисторов приведена на рис. 2. Прибор введён в силовую цепь выводами биполярного транзистора E (эмиттер) и C (коллектор) а в цепь управления - выводом G (затвор).
Таким образом IGBT имеет три внешних вывода: эмиттер коллектор затвор. Соединения эмиттера и стока (D) базы и истока (S) являются внутренними. Сочетание двух приборов в одной структуре позволило объединить достоинства полевых и биполярных транзисторов: высокое входное сопротивление с высокой токовой нагрузкой и малым сопротивлением во включённом состоянии.
Рис. 3.3. Диаграмма напряжения и тока управления
Схематичный разрез структуры IGBT показан на рис. 4а. Биполярный транзистор образован слоями p+ (эмиттер) n (база) p (коллектор); полевой - слоями n (исток) n+ (сток) и металлической пластиной (затвор). Слои p+ и p имеют внешние выводы включаемые в силовую цепь. Затвор имеет вывод включаемый в цепь управления. На рис. 4б изображена структура IGBT IV поколения выполненого по технологии "утопленного" канала (trench-gate technology) позволяющей исключить сопротивление между p-базами и уменьшить размеры прибора в несколько раз.
Рис. 3.4. Схематичный разрез структуры IGBT: а-обычного (планарного); б-выполненого по "trench-gate technology
Процесс включения IGBT можно разделить на два этапа: после подачи положительного напряжения между затвором и истоком происходит открытие полевого транзистора (формируется n - канал между истоком и стоком). Движение зарядов из области n в область p приводит к открытию биполярного транзистора и возникновению тока от эмиттера к коллектору. Таким образом полевой транзистор управляет работой биполярного.
Для IGBT с номинальным напряжением в диапазоне 600-1200 В в полностью включённом состоянии прямое падение напряжения так же как и для биполярных транзисторов находится в диапазоне 15-35 В. Это значительно меньше чем характерное падение напряжения на силовых MOSFET в проводящем состоянии с такими же номинальными напряжениями.
С другой стороны MOSFET c номинальными напряжениями 200 В и меньше имеют более низкое значение напряжения во включённом состоянии чем IGBT и остаются непревзойдёнными в этом отношении в области низких рабочих напряжений и коммутируемых токов до 50 А.
По быстродействию IGBT уступают MOSFET но значительно превосходят биполярные. Типичные значения времени рассасывания накопленного заряда и спадания тока при выключении IGBT находятся в диапазонах 02-04 и 02-15 мкс соответственно.
Область безопасной работы IGBT позволяет успешно обеспечить его надёжную работу без применения дополнительных цепей формирования траектории переключения при частотах от 10 до 20 кГц для модулей с номинальными токами в несколько сотен ампер. Такими качествами не обладают биполярные транзисторы соединённые по схеме Дарлингтона.
Так же как и дискретные MOSFET вытеснили биполярные в ключевых источниках питания с напряжением до 500 В так и дискретные IGBT делают то же самое в источниках с более высокими напряжениями (до 3500 В).
В настоящее время транзисторы IGBT выпускаются как правило в виде модулей в прямоугольных корпусах с односторонним прижимом и охлаждением ("Mitsubishi" "Siemens" "Semikron" и др.) и таблеточном исполнении с двухсторонним охлаждением ("Toshiba Semiconductor Group"). Модули с односторонним охлаждением выполняются в прочном пластмассовом корпусе с паяными контактами и изолированным основанием. Все электрические контакты находятся в верхней части корпуса. Отвод тепла осуществляется через основание. Типовая конструкция модуля в прямоугольном корпусе показана на рис. 5.
Рис. 3.5. Типовая конструкция IGBT-модуля: 1 - кристалл; 2 - слой керамики; 3 - спайка; 4 - нижнее тепловыводящее основание
Ток управления IGBT мал поэтому цепь управления - драйвер конструктивно компактна. Наиболее целесообразно располагать цепи драйвера в непосредственной близости от силового ключа. В модулях IGBT драйверы непосредственно включены в их структуру. "Интеллектуальные" транзисторные модули (ИТМ) выполненные на IGBT также содержат " интеллектуальные" устройства защиты от токов короткого замыкания системы диагностирования обеспечивающие защиту от исчезновения управляющего сигнала одновременной проводимости в противоположных плечах силовой схемы исчезновения напряжения источника питания и других аварийных явлений. В структуре ИТМ на IGBT предусматривается в ряде случаев система управления с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) и однокристальная ЭВМ. Во многих модулях имеется схема активного фильтра для коррекции коэффициента мощности и уменьшения содержания высших гармонических в питающей сети.
IGBT-модуль по внутренней электрической схеме может представлять собой единичный IGBT двойной модуль (half-bridge) где два IGBT соединены последовательно (полумост) прерыватель (chopper) в котором единичный IGBT последовательно соединён с диодом однофазный или трёхфазный мост. Во всех случаях кроме прерывателя модуль содержит параллельно каждому IGBT встроенный обратный диод. Наиболее распространённые схемы соединений IGBT- модулей приведены на рис. 6.
Рис.3.6. Схемы IGBT-модулей
Интенсивно развивается технология корпусирования паяной конструкции силовых модулей с целью дальнейшего снижения габаритов и массы повышения надёжности энерго- и термоциклоустойчивости уменьшения теплового сопротивления и стоимости. Эти цели достигаются применением новых материалов и технологий сборки на тонкие и AlN керамические подложки в корпусах с малоиндуктивными выводами разработкой специальных конструкций силовых модулей с интегрированным жидкостным охлаждением и созданием силовых модулей включая "интеллектуальные" с использованием матричных композиционных материалов имеющих хорошие теплопроводящие свойства и низкие согласованные с кремнием и керамикой коэффициенты теплового расширения (КТР).
В модулях с интегральным жидкостным охлаждением почти в четыре раза удаётся увеличить отводимую рассеиваемую мощность по сравнению с сопоставимой по электрическим параметрам традиционной конструкцией силового модуля с воздушным охлаждением.
Применение матричных композиционных материалов (MMC-Metal Matrix Composite) открывает новые перспективы в создании высокомощных компактных прочных надёжных силовых модулей. MMC имеют высокую теплопроводность (MMC-150 Вт(м*К) Cu-370 Al-200 Si-80) низкий КТР (MMC-7 Cu-17 Al-23 Si-4 -7 AlN-7) что позволяет снизить до минимума напряжённости в конструкции модуля особенно в чипах силовых приборов обеспечивая хорошую электрическую изоляцию и эффективный отвод тепла. В настоящее время по этой концепции созданы "интелектуальные" силовые модули (выпрямитель-инвертор) мощностью до 100 кВт.
Наряду с развитием технологии паяной конструкции силовых модулей с изолированным основанием (предельные параметры 12 кА 35 кВ) продолжает интенсивно развиваться технология прижимной конструкции IGBT- модулей подобная таблеточной конструкции SCR (Silicon Controlled Rectifier) и GTO - press-pack technology в которой наряду с уменьшением более чем в 10 раз теплового сопротивления и габаритов значительно улучшены надёжность термоциклоустойчивость. Наиболее высоких параметров IGBT- модулей прижимной конструкции достигла кампания "Toshiba"(PP HV IGBT-press pack high voltage IGBT).
Целесообразность применения IGBT в дискретном и модульном исполнениях
Дискретные приборы в корпусах ТО-220 и Т-247 ("Fullpak") изготовляются массово и имеют низкую стоимость в расчёте на один ампер номинального тока (максимальное значение рабочего тока 70 А). Сильноточные модули с электрической изоляцией как правило содержат ключи соединённые по полумостовой ключевой схеме или с одноключевой конфигурацией. В этих модулях диапазон номинальных токов находится в диапазоне от 25 А (для полумостовой схемы с напряжением на 1200 В) до 600 А (для одноключевой схемы с напряжением 600 В).
Привлекательными чертами сильноточных модулей являются: наличие электрической изоляции простота монтажа с охладителем и лёгкость связи с другими модулями для повышения нагрузки цепи. Они также позволяют избежать использования параллельного соединения ключей для токов превышающих сотни ампер.
Использование приборов в корпусах ТО-220 и ТО-247 со встроенными обратными быстродействующими диодами становится особенно предпочтительным при разработке инверторов. В этом случае требуемое число силовых полупроводниковых компонентов уменьшается на 50 % по сравнению с использованием IGBT и диодов в виде отдельных элементов. Перекрываемые области диапазонов токов где использование дискретных приборов экономически предпочтительнее по сравнению с сильноточными модулями могут быть расширены за счёт параллельного соединения отдельных приборов.
Модуль имеющий наибольший номинальный ток содержит и наибольшую площадь кремниевого кристалла которая используется при полной токовой загрузке модуля. В таком же модуле с неполной токовой нагрузкой общая площадь кремния используется частично. Полностью загруженный по току модуль с номинальными параметрами 200 А 600 В с полумостовой схемой эквивалентен по содержанию кремния восьми дискретным приборам в корпусе ТО-247. Для сравнения такой модуль с частичной загрузкой в 50 А эквивалентен двум приборам в корпусе ТО-247. Так как стоимость модуля существенно зависит от количества содержащегося в нём кремния полностью загруженный по току модуль имеет более низкую стоимость одного номинального ампера по сравнению с частично загруженным но стоимость 1 А номинального тока полностью загруженного по току модуля в 15 раза и более превышает аналогичный показатель для эквивалентного числа дискретных компонентов.
В противовес преимуществу дискретных компонентов в стоимости компонента необходимо учитывать дополнительные расходы на монтаж необходимость снижения значений номинальных токов при их параллельном соединении и другие технические факторы связанные с использованием определённого числа соединённых между собой дискретных компонентов.
Основное различие между дискретными приборами и сильноточными модулями заключается в способе электрической связи их с другими элементами схемы. Дискретные компоненты соединяются с элементами схемы на печатной плате посредством пайки. Максимальное значение токов в контактных соединениях печатной платы обычно не превосходит 100 А в установившихся режимах работы. Это накладывает естественные ограничения на число параллельно соединяемых компонентов. С другой стороны сильноточные модули имеют выводы под винтовые зажимы. Поэтому они могут соединяться с кабельными наконечниками или непосредственно с токопроводящими шинами. Сильноточные модули также могут напрямую соединятся с печатной платой через сквозные отверстия.
Параллельное соединение дискретных компонентов связано с необходимостью равномерного распределения между ними потерь мощности по возможности наиболее точного выравнивания значений температур полупроводниковых переходов соединяемых дискретных приборов. Различие электрических характеристик отдельных приборов требует создания для каждого из них определённого запаса по току нагрузки составляющего примерно 20% максимально допустимого значения. Даже при создании такого запаса по току необходимо обеспечить хороший теплоотвод от каждого прибора чтобы обеспечить равенство температур полупроводниковых переходов.
Наличие электрической изоляции создаёт в местах крепления приборов к охладителю тепловые барьеры ухудшающие равномерность распределения температур переходов отдельных приборов. По этой причине приборы в корпусах "Fullpak" (Int-A-Pak Dual-Int-A-Pak IMS SOT Co-Packs ZIP DIP Flange-B и другие) с электрической изоляцией не идеальны для параллельного их соединения. Параллельно соединяемые приборы следует монтировать на общем охладителе. Если же требуется обеспечить электрическую изоляцию то приборы следует смонтировать на общей теплоотводящей пластине обеспечивающей хорошую тепловую связь между переходами приборов. Эта пластина также может использоваться в качестве конструктивного элемента обеспечивающего механическое соединение приборов. электроизоляционный барьер в этом случае следует создавать между токоведущими частями параллельной сборки приборов и основным охладителем.
Асимметрия в разводке электрических цепей подключаемых к параллельно соединённым приборам может привести к значительному различию в выделяемых в каждом из них потерях мощности. Наиболее сильно этот эффект проявляется на коммутационных интервалах работы приборов что приводит к неравномерному распределению динамических потерь мощности. Наиболее существенно на распределение токов в динамических режимах влияют индуктивности эмиттерных цепей значения которых по возможности должны быть равными чтобы исключить разбаланс динамических потерь.
Известно что динамические потери уменьшаются со снижением значений рабочей частоты и напряжения. В этих случаях простые схемы соединения приборов без симметрирования соединений могут стать вполне приемлемыми. Там где содержание динамических потерь превышает 15% общих потерь необходимо уделять значительное внимание разводке цепей соединяющих дискретные приборы вследствие значительного влияния симметричности цепей. Пример идеального симметричного расположения цепей представлен на рис. 3.7. При таком расположении и соединении приборов обеспечивается равенство индуктивностей эмиттерных цепей всех соединённых приборов и тем самым обеспечивается выравнивание между ними динамических потерь.
Рис.3.7. Симметричная разводка электрических цепей в параллельно соединяемых приборах (кольцевое соединение): 1 - охладитель; 2 - печатная плата; 3 - соединение эмиттеров; 4 - соединение входов низкой стороны
Основные области применения и промышленное производство IGBT-модулей в России
В настоящее время производство силовых IGBT-модулей освоено рядом российских предприятий электронной промышленности (АО "Электровыпрямитель" НПК "ИСЭ" и другие). Основными элементами в модулях являются IGBT-чипы изготовленные по NPT (Non punch through) технологии. IGBT - транзисторы изготовленные по этой технологии обладают высокой du dt стойкостью практически прямоугольной областью безопасной работы что обеспечивает надёжную работу приборов при предельных загрузках по току и напряжению. Эти транзисторы имеют положительный температурный коэффициент напряжения насыщения что позволяет успешно использовать IGBT- модули в параллельных соединениях. Особенностью российских модулей является низкое время спада тока при выключении а также очень низкие и практически не зависящие от температуры остаточные токи. Это особенно важно при работе транзисторов на высоких частотах.
Модули выполняются по одно - (серия МДТКИ) и двухключевой (М2ТКИ) схемам а также по схеме прерывателя тока (чоппера - серия МТКИД). Транзисторы шунтируются диодами обратного тока в качестве которых используются супербыстровосстанавливающиеся диоды с "мягким" восстановлением (FRD диоды).
IGBT-модули первого конструктивного исполнения (ширина модуля 34 мм) рассчитаны на токи 25 50 и 75 А и предназначены для инверторов мощностью от 2 до 15 кВт. Модули второго конструктивного исполнения (ширина модуля 62 мм) рассчитаны на токи 100 150 и 200 А и применяются в инверторах мощностью от 20 до 60 кВт. И самые мощные в этом ряду IGBT- модули третьего исполнения (ширина 62 мм) на токи 200 320 и 400 А могут применятся в инверторах мощностью от 60 до 200 кВт.
С 1998 года на саранском предприятии "Электровыпрямитель" осуществляется выпуск мощных высоковольтных IGBT- модулей на ток до 1200 А и напряжение до 3300 В; проводится разработка мощного IGBT - транзистора таблеточной конструкции с прижимными контактами что позволит увеличить съём тепла с элемента ещё более повысить рабочий ток и напряжение транзистора.
IGBT- модули зарубежного производства на российском рынке электронных компонентов представлены в основном фирмами "Mitsubishi" "International Rectifier" "Hitachi" (см. рис. 9).
Распространяемые фирмами-посредниками приборы перекрывают диапазоны максимально допустимых токов (Ic) от 50 А до 1000 А и напряжений (UCE) от 250 В до 1700 В. Модули на токи до 600 А реализуются с включённым в структуру драйвером свыше 600 А- драйвер поставляется отдельно. Оптовые цены (июнь 2000 г.) на силовые модули составляют от 15 до 90 тыс. руб.шт. Партия изделий в среднем состоит из 10 и более единиц (при изменении размера партии соотношение цен на продукцию меняется).
Современные IGBT-модули находят сегодня широкое применение при создании неуправляемых и управляемых выпрямителей автономных инверторов для питания двигателей постоянного и переменного тока средней мощности (см. рис.8) преобразователей индукционного нагрева сварочных аппаратов источников бесперебойного питания бытовой и студийной техники.
Рис. 3.8. Схема тягового привода системы ONIX 3000 на IGBT-транзисторах электровоза AM96 для системы электроснабжения 3 кВ
Особую роль IGBT -модули играют в развитии железнодорожного транспорта. Применение этих перспективных приборов в тяговом преобразователе позволило повысить частоту переключения упростить схему управления минимизировать загрузку сети гармониками и обеспечить предельно низкие потери в обмотках трансформатора и дросселей. На российском подвижном составе модули IGBT использовались в преобразователе собственных нужд (ПСН) электровоза ЭП-200 тяговом преобразователе электропоездов " Cокол" и ЭД6.
Впервые тяговый преобразователь на транзисторах IGBT (четырёхквадрантные регуляторы импульсные инверторы и тормозной регулятор) применён в Европе на серийном электропоезде переменного тока промышленной частоты Heathrow Express (HEX).
Рис. 3.9. Схема включения IGBT- модуля типа MBN1200D33 фирмы Hitachi
На сегодняшний день IBGT как класс приборов силовой электроники занимает и будет занимать доминирующее положение для диапазона мощностей от единиц киловатт до единиц мегаватт. Дальнейшее развитие IGBT связано с требованиями рынка и будет идти по пути:
повышения диапазона предельных коммутируемых токов и напряжений (единицы килоампер 5-7 кВ);
повышения быстродействия;
повышения стойкости к перегрузкам и аварийным режимам;
снижения прямого падения напряжения;
разработка новых структур с плотностями токов приближающихся к тиристорным;
развития "интеллектуальных" IGBT (с встроенными функциями диагностики и защит) и модулей на их основе;
создания новых высоконадёжных корпусов в том числе с использованием MMC (AlS
повышения частоты и снижение потерь S
применения прямого водяного охлаждения для исключения соединения основание - охладитель.

icon 23.doc

ИС для импульсных DCDC-преобразователей напряжения. International Rectifier IRU XXX.
1. ИС для импульсных DCDC-преобразователей напряжения.
Постоянный рост требований к увеличению токов при уменьшении рабочих напряжений создали тяжелую жизнь для разработчиков DCDC-преобразователей. Компания International Rectifier приложила наибольшие в полупроводниковой промышленности усилия для выполнения исследований и разработок в области и создания «дорожной карты» для высококачественных и недорогих устройств DCDC-преобразования. Большой спектр выпускаемых компанией IR дискретных ключей и интегральных микросхем делают ее единственной компанией в полупроводниковой отрасли промышленности чьи изделия используются почти во всех узлах питания современных компьютеров. DCDC-преобразователи выполненные на компонентах компании IR проникают и в области телекоммуникации передачи данных информационные сети и периферийное оборудование. Преобразователи напряжения поставляют требуемое питание для таких различных нагрузок как микропроцессоры и микроконтроллеры схемы памяти низковольтные логические схемы и драйверы и при этом обеспечивают защиту и фильтрацию от бросков напряжения и помех.
ИС для ШИМ-контроллеров
Одноканальная и многофазная топология
Распределение тока для обеспечения гибкости конструкции (IR3621)
Встроенные драйверы МОП-ключей
Преимущества продукции IR
Один источник питания для схемы управления и силовых приборов
Сетевые системы и телекоммуникация
Потребительская электроника
ИС для импульсных DCDC-преобразователей
Рабочая частота [кГц]
Программируемая до 400
Блок- схема IRU3037:
2. International Rectifier IR XXX.
По сравнению с конкурентными приборами которые работают совместно с внешними драйверами IR3093 содержит встроенные драйверы МОП-затворов что снижает число компонентов схемы на 75%. Результатолм этого является упрощение схемы снижение габаритов устройства и повышение его надежности. Совместное применение этой ИС и МОП-транзисторов в корпусе DirectFET позволяет реализовывать высокоэффективные и очень компактные устройства.
Применение IR3093 в новых платформах десктопов с током потребления более 100А дает возможность реализовывать источники питания с меньшими стандартизованными размерами такими как BTX и применять всего одну пару транзисторов IRF6623 и IRF6620 DirectFETTM на фазу. IR3093 питается от сети 12В и содержит линейный стабилизатор для питания драйверов МОП-затворов. Выходное напряжение стабилизатора может быть запрограммировано для минимизации потерь на переключение и оптимизации эффективности.
Программирование частоты генератора в диапазоне 100-540кГц дает разработчикам дополнительные возможности для повышения эффективности и оптимизации динамических свойств. Для повышения надежности в IR3093 реализован мягкий старт и защита от перегрузки по току. Для реализации обратной связи по току применен метод измерения тока индуктора без потерь мощности с повышенной точностью измерения по отношению к методу основанному на использовании информации о сопротивлении канала открытого транзистора.
Помимо этого в ИС IR3093 введена блокировка по низкому напряжению питания и защита от перенапряжения. Сигнал на выходе power-good индицирует нормальный режим работы ИС. Для выполнения жестких требований по т очности установки напряжения питания современных процессоров выходное напряжение ИС может быть запрограммировано 5- или 6-битовым VID (код идентификации напряжения) кодом с погрешностью не более 0.5%. Адаптивное позиционирование напряжения позволяет снизить требование к выходным конденсаторам.
Запатентованный метод управления транзисторами учитывающий особенности как МОП-транзистора так и интегрального диода позволяет снизить требования к выходным конденсаторам и дополнительно на 25% снизить системную цену. IR3093 совместим по назначению выводов с двухфазным контроллером IR3092 что позволяет сохранять топологию печатной платы при переходе от двухфазных DCDC конверторов к трехфазным и сократить сроки проектирования.
IR3093 выпускается в корпусе типа MLPQ-48 с габаритами 7мм x 7мм.

icon 5.doc

Блок – схема силового преобразовательного устройства.
На схеме обозначено следующее:
БР – блок регуляторов
БА – блок автоматики
ВПБ – вспомогательный блок питания
СЧ – происходит преобразование энергии (управление потоком от источника питания)
БР – необходим для авторегулирования
ЛСУ – формирует определенные управляющие сигналы относительно СЧ
(силовая часть – набор элементов которые передает электроэнергию)
ЛСУ + СЧ – определяют мощность преобразования (скорость)
ЗБ и БА – например источники опорного напряжения (цепи с стабилитроном интегральной стабилизации)
ЗБ – может быть мп система задающая закон изменения напряжения (формирование задающих воздействий).
Преобразовательные устройства не только преобразовывают но и могут иметь управляющие сигналы
БА – защитная функция; измерение каких-то параметров; подсчет количества электроэнергии;
Пример принципиальной схемы повышающий преобразователь
Сначала накапливаем энергию на индуктивности после размыкания ключа ЭДС индуктивности протекает через С и R.
С1 С2 С3 С4 - сглаживают входное и выходное напряжение;
Если V1 открыт дольше 50-80% тем напряжение больше увеличивается на L.
Эта схема повышает напряжение и стабилизирует выходное напряжение.
Формируется импульсы задающим генератором. Сигнал открывания VT1 R8 - токовыйй датчик.
В компараторе отслеживается пороговое значение тока (которая задается ОУ в DA) если ток достигает этого значения триггер сбрасывается и VT1 закрывается. R5 расположен конструктивно в точке ответвления.
Предохранитель нужен если мы поменяет входную полярность. ЛСУ – обслуживает ИРХ. R5 R4 R3 – делитель. Uоп2 – задающие устройства.
ЗБ – можем менять значение R4 либо образовать дополнительный ток подключив переменный резистор.

icon 4.doc

Биполярные транзисторы с изолированным затвором IGBT . Особенности параметры применение.
GBT (англ. Insulated Gate Bipolar Transistor— биполярный транзистор с изолированным затвором)— силовой электронный прибор предназначенный в основном для управления электрическими приводами. Выпускаются как отдельные IGBT так и силовые сборки (модули) на их основе например для управления цепями трёхфазного тока.
До того как в 70-х годах был разработан MOSFET в качестве силовых полупроводниковых приборов помимо тиристора использовался биполярный транзистор. Его эффективность была ограничена несколькими недостатками:
необходимость большого тока базы для включения;
наличие при запирании токового «хвоста» поскольку ток коллектора не спадает мгновенно после снятия тока управления;
зависимость параметров от температуры;
напряжения насыщения цепи коллектор-эмиттер ограничивает минимальное рабочее напряжение.
Когда появился полевой MOSFET ситуация изменилась. Его характеристики отличаются от характеристик биполярных транзисторов:
управляется не током а напряжением;
меньшая зависимость параметров от температуры;
рабочее напряжение MOSFET теоретически не имеет нижнего предела благодаря использованию многоячеистых СБИС
низкое сопротивление канала (до 0003 Ом);
широкий диапазон токов (от 05 до 100 А);
высокая частота переключения (до 500 кГц);
рабочее напряжение до 1000 В при больших линейных и нагрузочных изменениях тяжелых рабочих циклах и низких выходных мощностях.
MOSFET легко управляется что свойственно транзисторам с изолированным затвором и имеет встроенный диод утечки для ограничения случайных бросков тока. Типичные применения MOSFET — импульсные источники питания с рабочими частотами выше 200 кГц и устройства заряда аккумуляторов.
Позднее в 1985 г. был разработан биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT). Это произошло почти одновременно в лабораториях фирм General Electric в городе Schenectady (штат Нью-Йорк) и RCA в Princeton (Нью Джерси). Первоначально устройство называли COMFET GEMFET или IGFET. В прошлом десятилетии приняли название IGBT. Это устройство имеет:
малые потери в открытом состоянии при больших токах и высоких напряжениях;
характеристики переключения и проводимость биполярного транзистора;
управление как у MOSFET — напряжением.
Структура IGBT-транзистора
Данный тип приборов создан в начале 1980-х гг запатентован International Rectifier в 1983. Первые IGBT не получили распространения из-за врождённых пороков — медленного переключения и низкой надёжности. Второе (1990-е гг) и третье (современное) поколения IGBT в целом исправили эти пороки. IGBT сочетает достоинства двух основных видов транзисторов:
высокое входное сопротивление низкий уровень управляющей мощности — от транзисторов с изолированным затвором
низкое значение остаточного напряжения во включенном состоянии — от биполярных транзисторов.
Диапазон использования - от десятков А до 1200 А по току от сотен вольт до 10 кВ по напряжению. В диапазоне токов до десятков А и напряжений до 500 В целесообразно применение обычных МДП (MOSFET) — транзисторов а не IGBT.
Принципиальная схема IGBT. Данный инвертор можно встретить например в современных моделях троллейбусов с одним тяговым приводом
Основное применение IGBT — это инверторы импульсные регуляторы тока частотно-регулируемые приводы.
Широкое применение IGBT нашли в источниках сварочного тока в управлении мощным электроприводом в том числе на городском электрическом транспорте.
Применение IGBT модулей в системах управления тяговыми двигателями позволяет (по сравнению с тиристорными устройствами) обеспечить высокий к.п.д. высокую плавность хода машины и возможность применения рекуперативного торможения практически на любой скорости.
IGBT применяют при работе с высокими напряжениями (>1000 В) высокой температурой (>100°C) и высокой выходной мощностью (>5 кВт). IGBT используются в схемах управления двигателями (при рабочей частоте менее 20 кГц) источниках бесперебойного питания (с постоянной нагрузкой и низкой частотой) и сварочных аппаратах (где требуется большой ток и низкая частота 50 кГц).
На рис. 1 показаны области в пространстве мощность-частота занимаемые различными типами полупроводниковых устройств. Как видно на рисунке IGBT и MOSFET занимают диапазон средних мощностей и частот частично «перекрывая друг друга». В общем случае для высокочастотных низковольтных каскадов наиболее подходят MOSFET а для высоковольтных мощных - IGBT.
В некоторых случаях IGBT и MOSFET - полностью взаимозаменяемы. Цоколевка приборов и характеристики управляющих сигналов обоих устройств - одинаковы. IGBT и MOSFET требуют 12 15 В для полного включения и не нуждаются в отрицательном напряжении для выключения. Но «управляемый напряжением» не значит что схеме управления не нужен источник тока. Затвор IGBT или MOSFET для управляющей схемы представляет собой конденсатор с величиной емкости достигающей тысяч пикофарад (для мощных устройств). Драйвер затвора должен «уметь» быстро заряжать и разряжать эту емкость чтобы гарантировать быстрое переключение транзистора.

icon 25.doc

Микросхемы интегрального таймера NE555 TS555IN функии области применения структура параметры биполярного и КМОП таймера примеры типовых схем расчет параметров.
Интегральный таймера NE555.
регулируемая нагрузка;
температурная стабильность составляет 0005% ° C;
синхронизация с точностью до нескольких часов;
временной выключатель срабатывает меньше чем за 2Sec.
для обеспечения точности синхронизации;
для регулирования времени задержки генерирования;
для реализации последовательной синхронизации.
LM555NE555SA555 являются весьма стабильными. Способны
производить точные импульсные синхронизации. Время задержки находится под контролем одного внешнего резистора и одного конденсатора. При нестабильной эксплуатации частота рабочего цикла точно контролируется двумя внешними резисторами и одним конденсатором.
Блок- схема интегрального таймера NE555 приведена ниже на рис.25.2.
Абсолютная максимальная нагрузка (TA = 25 ° C)
Диапазон рабочих температур
Диапазон температуры хранения
Электрические характеристики
Ток (низкий стабильный)
Пороговое напряжение
min выходное напряжение
max выходное напряжение
Интегральный таймера TS555IN.
Очень низкий расход энергии;
Совместимость с биполярным
Диапазон напряжения: +2 +18;
Высокая максимальная неустойчивая частота.
TS555 IN - единственный таймер CMOS который предлагает очень низкое потребление тока (Icc (TYP) TS555 = 100mA Icc (TYP) NE555 = 3mA) с высокой частотой (f (максимальное значение) TS555 = 2.7 МГц - f (максимальное значение) NE555 = 0.1 МГц). Таким образом работая в Моноустойчивом или Неустойчивом режиме точность расчетов остается очень высокой.
Выбор времени конденсаторов может также быть минимизирован за счет
высокого входного импеданса (1012 Вт).
Соединения выводов (вид сверху):
Блок- схема интегрального таймера TS555IN приведена ниже на рис.25.4.
Табл.3. содержит данные по таймерам TS555С TS555IN TS555М:
N – пластиковый корпус;
D – пластиковый микро – корпус;
Р – микросхема со сверхтонким корпусом.
up Наверх