Усилитель мощности в аналоговой электронике

А1(1) (2).dwg

Курсач ЭЦНД-2005-.doc

Rн=1.47 Ом сопротивление нагрузки.
Iнм=6.8 А амплитуда тока на нагрузке.
Uнм=10 В амплитуда напряжения на нагрузке.
Pн=34 Вт мощность на нагрузке.
Uвх.м=33 мВ амплитуда входного напряжения .
fн=36 Гц нижняя частота сигнала.
fв=18000 Гц верхняя частота сигнала.
Расчет напряжений питания Е потребляемой мощности РоКПДмощности на
коллекторах оконечных транзисторов Рк.
Среднее значение потребляемого тока:
Потребляемая мощность:
Мощность на коллекторе:
Максимальная мощность на коллекторе:
Коэффициент полезного действия:
Строим зависимости Ро(Uнм)Рн(Uнм)Рк(Uнм)КПД(Uнм).
Выбор оконечных транзисторов расчёт площади теплоотводов.
Входные транзисторы выбираются по предельно-допустимым параметрам:
По справочнику подбираем транзисторы удовлетворяющие предельным
VT4 КТ819БМ (n-p-n) VT5 КТ818БМ (p-n-p)
Uкэмакс4=40В Uкэмакс5=40В
Iкмакс4=15А Iкмакс5=15А
Ркмакс4 =60Вт Ркмакс5 =60Вт
Uотп4=0.6В Uотп5=0.5В
Tкмакс4=125 Tкмакс5=125
Рассчитаем площадь теплоотвода для транзисторов 45.
Температурный запас: [pic]
Тепловое сопротивление корпус транзистора-теплоотвод:
Тепловое сопротивление коллекторный переход-корпус:
Общее тепловое сопротивление:
Тепловое сопротивление теплоотвод-окружающая среда:
Коэффициент зависящий от условий теплообмена радиатора с окружающей
средой. Выбираем чернёный алюминиевый теплоотвод.
Площадь теплоотводов:
Суммарная площадь теплоотводов для двух транзисторов:
Расчёт элементов усилителя мощности.
Резисторы включённые параллельно эммиттерным переходам предоко-
нечных транзисторов предотвращают режим обрыва базы выходных транзисторов
при запирании предоконечных транзисторов и выбираются в пределах 100-500
Входной ток выходных транзисторов VT4 и VT5:
Требования к предоконечным транзисторам:
Выбираем транзисторы с параметрами:
VT2 КТ630Д (n-p-n) VT3 КТ629А (p-n-p)
Uкэмакс2=60В Uкэмакс3=50В
Iкмакс2=0.8А Iкмакс3=1А
Ркмакс2 =0.8Вт Ркмакс3 =1Вт
Uотп2=0.5В Uотп3=0.4В
После выбора предоконечных транзисторов определяем входной ток усилителя
Определяем Uбэ4=2.1В
Выбираем резистор R=300 Ом МЛТ-0.125-300Ом[pic]5%
Напряжение Uкэ транзистора VT1 устанавливают равным:
где [pic]напряжение отпирания транзисторов.
Транзистор VT1 включён по схеме с коллекторной стабилизацией-с отрица-
тельной обратной связью по напряжению. Напряжение на нём:
Определив значение Uсм и задавшись R2=1000Ом рассчитаем R1(Uбэ=0.7В):
Выбираем: МЛТ-0.5-1.9кОм[pic]5%.
Выбираем транзистор VT1:
Выбираем транзистор с параметрами:
Рассчитаем источники тока.
[pic] выбираем [pic].
Рис6. Схема источника тока. Рис7. Схема источника
транзистора вместо диода.
Потенциал базы Uб для сохранения активного режима должен удовлетворять
Выбираем транзистор по предельным параметрам:
Выбираем ток делителя:
Рассчитываем резисторы: Uпр=0.7В
выбираем МЛТ-0.25-1кОм[pic]5%.
выбираем МЛТ-0.25-3.3кОм[pic]5%.
Рассчитаем второй источник тока на (n-p-n) транзисторе.
По предельным параметрам (4.13)-(4.15) выбираем n-p-n транзистор:
Рис8.Схема источника тока Рис9.Схема источника тока
Рассчитаем резисторы:
выбираем МЛТ-0.25-2кОм[pic]5%.
выбираем МЛТ-0.25-4.5кОм[pic]5%.
Вместо диодов VD1 и VD2 возьмём транзисторы той же марки и проводи-
мости что и VT6 и VT7 соответственно.
Выбор операционного усилителя для усилителя мощности расчёт элемен-
По справочнику подбирается ОУ с характеристиками удовлетворяющими
Рис10.Схема усилителя мощности.
Выбираем ОУ КР1408УД1-с внутренней частотной коррекцией и защитой выхода
при КЗ нагрузки. Параметры этого усилителя:
Uп1=7 30 В Uвых=-20 20В
Uп2=-7 -30 В f1=500кГц
Iпот[pic]5мА Iвх=0.05мкА
Vuвых=3 Вмкс Iвх=0.015мкА
Требуемый коэффициент усиления по напряжению для усилителя мощности и
Выбираем для усилителя мощности:
[pic] тогда [pic][pic]
Выбираем: [pic] тогда [pic] (5.7)
Выбираем МЛТ-0.25-10кОм МЛТ-0.25-20кОм
Коэффициент передачи цепи ОС:
Граничная частота разомкнутого ОУ:
Граничная частота замкнутого ОУ:
Расчёт предварительного усилителя.
Выбираем ОУ такие как и в усилителе мощности.
Предварительный усилитель должен быть двухкаскадным причём один из
каскадов инвертирующий а другой –неинвертирующий. Общее усиление
Кu=303.03 распределяется поровну между первым и вторым каскадами.
Требуемый коэффициент предусилителя равен:
[pic] выбираем [pic] [pic]
Т.к fв=18000Гц то максимальный коэффициент усиления на этой частоте:
Рассчитаем первый каскад предусилителя(инвертирующий):
Резисторы определим из условия:
Выбираем: [pic] тогда [pic]
По ряду сопротивлений подходит: R16=10000Ом
Выбираем МЛТ-0.25-10кОм[pic]5%.
Выбираем МЛТ-0.25-120кОм[pic]5%.
Коэффициент ослабления входного напряжения:
На постоянном токе глубина ОС:
Реальное усиление замкнутого усилителя не менее:
Погрешность не превышает величины:
На переменном токе из-за снижения Кu(f) уменьшается глубина обратной связи
и изменяется усиление. Граничная частота ОУ:
Усиление ОУ на частоте:
Погрешность из-за конечного Кu:
Ориентировачно входное и выходное сопротивление на постоянном токе равны:
Граничная частота замкнутого усилителя:
Входное напряжение ошибки:
Выходное напряжение ошибки:
Для уменьшения токовой составляющей входного смещения можно применить
симметрирующий резистор на “+” входе ОУ:
По ряду сопротивлений выбираем: МЛТ-0.25-10кОм[pic]5%.
Рассчитаем аналогично второй каскад предусилителя (неинвертирующий):
Выберем: [pic] тогда [pic] (6.29)
По ряду сопротивлений выбираем R14 МЛТ-0.25-10кОм[pic]5%.
выбираем R13 МЛТ-0.25-
(6.32) Погрешность не
На переменном токе из-за снижения Ku(f) уменьшается глубина обратной связи
и изменяется усиление. Граничная частота ОУ.
Усиление ОУ на частоте f=fв:
Погрешность из-за конечного Ku:
Доя оценки ОС на Rвх и Rвых усилителя примем ориентировачно что параметры
Т.к ОС последовательная то входное сопротивление замкнутого усилителя на
Необходимо учитывать что реально Rвх.ос ограничено величиной Rсф ОУ
которое не охвачено ОС и не зависит от вида ОУ по входу. На переменном
Выходное сопротивление вследствие ОС по напряжению уменьшается:
Следовательно: [pic]
Изменение тока в нагрузке:
Для устранения влияния входной ошибки по постоянному напряжению используем
разделительный конденсатор С1:
Конденсатор выберем из ряда: [pic]
Выбираем К53-10В-0.04мкФ[pic]10%.
Конденсатор С2 задаёт верхнюю частоту предусилителя:
Проектирование блока питания.
Блок питания содержит 4 канала: источники [pic] и [pic] для питания
выходного каскада и источники [pic] и [pic] питания ОУ. Стабилизаторы
рассчитываются на выходное напряжение и ток. Стабилизаторы могут быть
выполнены на интегральных микросхемах. Выбираем стабилизаторы с
КР1179ЕН15 КР1180ЕН15
Uвых=-15[pic]0.3В Uвых=15[pic]0.3В
Iп[pic]3мА Iп[pic]8мА
Uмин=2.5 В Uмин=2.5 В
Uвх[pic]В Uвх[pic]35В
Iвых=1.5А Iвых=1.5А
Входное (выпрямленное) напряжение выбирают из условия:
где Кн=0.1 -коэффициент нестабильности сети.
Кп –коэффициент пульсаций.
Uмин –минимальное напряжение на стабилизаторе.
Блок питания содержит 4 канала: для каждого канала стабилизатор свой.
Максимальный ток по каждому каналу:
Т.к стабилизатор по Iвых не удовлетворяет то используем схему с повышенным
Рис12. Интегральный стабилизатор КР1180 с повышенным выходным
Транзистор VT1 подбирается по предельным параметрам:
Выбираем транзистор VT 1 для двух каналов:
VT1 КТ827В (n-p-n) VT1 КТ825Е (p-n-p)
Uкэмакс1=60В Uкэмакс1=-30В
Iкмакс1=20А Iкмакс1=20А
Ркмакс1 =125Вт Ркмакс1 =125Вт
мин1=750 18000 мин1=750 18000
Uотп1=1.2В Uотп1=1.2В
Rп-к=1.4 градВт Qпер.мах=150
Qпер.м=200 Qкорп=100
Резистор R1 выбирается из условия:
где Iпст- ток потребления стабилизатора ДА1.
Рассчитаем площади теплоотвода:
Для первого транзистора:
Тепловое сопротивление корпус транзистора-теплоотвод: [pic]
Тепловое сопротивление коллекторный переход-корпус: [pic]
Для черненого алюминиевого теплоотвода: [pic]
Площадь теплоотвода:
Для второго транзистора:
Стабилизаторы питания ОУ:
КР1157ЕН15А КР1168ЕН15Б
Iвых=0.1А Iвых=0.1А
Траб=-10 70 С Траб=-10 70 С
Рис13. Схемы включения
С1[pic]2.2мкФ (керамические оксидные танталовые).
С2[pic]10мкФ (алюминиевые).
С1[pic]1мкФ (керамические оксидные танталовые).
Расчет трансформатора и выпрямителя.
Выпрямители могут быть выполнены как на дискретных диодах так и на блоках
диодов (мостах). Требования к диодам (по каналам).
где Uпр=1В-прямое напряжение на диодах.
На дискретных Выпрямительный
диодах КД208А блок КЦ409Ж
Uобрмакс=100В Uобрмакс=75В
Iпрсрмакс=1.5А Iпрсрмакс=6мА
Действующие значения напряжений и токов вторичных обмотках трансформатора:
По параметрам (7.23)-(7.24) подбирается трансформатор. Выбираем ТПП321.
Трансформатор ТПП 321 на 50Гц 127220В на стержневых сердечниках ПЛМ
конструкция с уменьшенным расходом меди и шестью вторичными обмотками.
Электрические параметры ТПП 321:
Тип и размер сердечника ПЛМ 27*40*58 мм
Ток первичной обмотки 2.031.15 А
Напряжения вторичных обмоток 11-12 13-14 15-16
Допустимый ток вторичных обмоток
Расчет ёмкостей фильтра выпрямителей:
От выпрямителей идёт ветвления на 4 канала. По каналам:

Бланк задания на КП чистый (рус).doc

Министерство образования Республики Беларусь
Учреждение образования
«ГОМЕЛЬСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ имени П.О.Сухого»
по курсовому проектированию
Сроки сдачи студентом законченного
Содержание расчетно-пояснительной записки (перечень подлежащих
разработке вопросов)
Перечень графического материала (с точным указанием обязательных
чертежей и графиков)
Консультанты по проекту (с указанием разделов проекта)
Календарный график работы над проектом на весь период проектирования (с
указанием сроков выполнения и трудоемкости отдельных
Задание принял к исполнению __
(дата и подпись студента)

Спецификация устройства1 (5).doc

Приложение 1. Перечень элементов
Поз. Наименование Кол. Примеч.
R1 СП3-38а-0125-47кОм±20% 1
R2 МЛТ-0125-1кОм±5% 1
R3R4 МЛТ-0125-470Ом±5% 2
R5R8 МЛТ-0125-309кОм±5% 2
R6R9 МЛТ-0125-517Ом±5% 2
R7R10 МЛТ-0125-129кОм±5% 2
R11R14 МЛТ-0125-10кОм±5% 2
R12R13 МЛТ-0125-510кОм±5% 2
R15 МТЛ-0125-523кОм±5% 1 .
R16R17 МТЛ-0125-20Ом±1% 2
VT1 КТ348А(n-p-n) 1
VT2 КТ815А(n-p-n) 1
VT3 КТ814А(p-n-p) 1
VT4VT11 КТ819A (n-p-n) 2
VT5VT10 КТ818A (p-n-p) 2
VT6VT8 КТ361A (n-p-n) 2
VT7VT9 КТ315A (p-n-p) 2
DA6DA7 КР1180ЕН15 2
ИзмЛист N докум. ПодДат
С1 К71-7-20В-002мкФ±10% 1
С2 К53-14-20В-1мкФ±10% 1
С3С4 К 71 – 7-25В- 1800мкФ ± 10% 2
С5C6 К53-14-16В-033мкФ±10% 2
С7С8 К53-14-10В-1мкФ±10% 2
С9С10 К52-1Б-25В-33мкФ±10% 2
С11С12 К53-14-30В-033мкФ±10% 2
С13С14 К53-14-16В-1мкФ±10% 2
T1 ТПП304 – 127220 -50 1
Перечень элементов Лис

TITUL.pdf

Министерство образования Республики Беларусь
Учреждение образования
«Гомельский государственный технический университет имени П.О. Сухого»
Факультет автоматизированных и информационных систем
Кафедра «Промышленная электроника»
ЭЛЕКТРОННЫЙ УЧЕБНО-МЕТОДИЧЕСКИЙ КОМПЛЕКС
«АНАЛОГОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА»
для студентов специальности 1-36 04 02 Промышленная электроника

Спецификация устройства1 (3).doc

Приложение 1. Перечень элементов
Поз. Наименование Кол. Примеч.
R1 СП3-38а-0125-47кОм±20% 1
R2 МЛТ-0125-1кОм±5% 1
R3R4 МЛТ-0125-470Ом±5% 2
R5R8 МЛТ-0125-36кОм±5% 2
R6R9 МЛТ-0125-620Ом±5% 2
R7R10 МЛТ-0125-15кОм±5% 2
R11R14 МЛТ-0125-10кОм±5% 2
R12R13 МЛТ-0125-430кОм±5% 2
R15 МТЛ-0125-430кОм±5% 1 .
R16R17 МТЛ-0125-20Ом±1% 2
VT1 КТ348А(n-p-n) 1
VT2 КТ815А(n-p-n) 1
VT3 КТ814А(p-n-p) 1
VT4VT11 КТ819A (n-p-n) 2
VT5VT10 КТ818A (p-n-p) 2
VT6VT8 КТ361A (n-p-n) 2
VT7VT9 КТ315A (p-n-p) 2
DA4DA5 КР1180ЕН12 2
DA6DA7 КР1180ЕН15 2
ИзмЛист N докум. ПодДат
С1 К71-7-20В-002мкФ±10% 1
С2 К53-14-20В-1мкФ±10% 1
С3С4 К 71 – 7-25В- 2400мкФ ± 10% 2
С5C6 К53-14-16В-033мкФ±10% 2
С7С8 К53-14-10В-1мкФ±10% 2
С9С10 К52-1Б-25В-33мкФ±10% 2
С11С12 К53-14-30В-033мкФ±10% 2
С13С14 К53-14-16В-1мкФ±10% 2
T1 ТПП304 – 127220 -50 1
Перечень элементов Лис

Таблица 4 5.doc

N Uнm Pн Uвхm fн fв
[B] [Вт] [мВ] [Гц] [кГц]
N Uнm Iнm Uвхm fн fв
[B] [А] [мВ] [Гц] [кГц]

Бланк рэцэнзіі.doc

Установа адукацыі «Гомельскі дзяржаны
тэхнічны ніверсітэт імя П.В. Сухога»
Факультэт атаматызаваных і інфармацыйных сістэм
на курсавы праект (работу)
I. Пералік заваг па тэксту курсавога праекта (работы)
II. Агульная характарыстыка работы
III. Складаючыя агульнай адзнакі па праекту (рабоце)
Своечасовасць выканання
2 3 4 5 6 7 8 9 10 8. Абарона курсавога
(высталяецца з улікам усіх складніка па п.п. 1 8)
(подпісі ініцыялы П. . .п.б. чальцо камісіі па праверцы)

theory.pdf

КОНСПЕКТ ЛЕКЦИЙ ПО ДИСЦИПЛИНЕ
«АНАЛОГОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА»
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ
1. Электрические сигналы
Сигнал физический носитель информации.
Если носителем являются электрическое колебания (напряжение
ток) сигнал называется электрическим если электромагнитная волна имеет место радиосигнал или оптический сигнал.
По роли в передаче информации сигналы делятся на полезный сигнал и помехи. Помехи искажают информацию переносимую полезным
Сигнал называется детерминированным если задано его описание в
виде функции времени u = u(t). Для периодических сигналов выполняется
условие u(t) = u (t + nT).
Сигнал называется случайным если невозможно заранее предсказать значение сигнала в любой момент времени. Случайный сигнал описывается
вероятностными характеристиками.
Воздействие – сигнал специальной формы. Воздействия используются для экспериментального определения параметров и характеристик
электронных устройств.
Непрерывные сигналы существуют в любой момент времени и принимают любые значения в заданном интервале значений.
Дискретные сигналы существуют только в определенные интервалы
времени и принимают ограниченное число значений. Пример двоичный
Широко применяется непрерывный гармонический сигнал
Сложный сигнал представляется в виде суммы аналитически однотипных сигналов ui(t):
где ai - постоянные коэффициенты а отдельные слагаемые гармоники.
Такое представление позволяет рассматривать преобразование электронной цепью отдельно каждой составляющей сложного сигнала.
Для линейных цепей справедлив принцип суперпозиции: отклик цепи uвых(t) на воздействие u(t) равен сумме откликов на каждую гармонику
Периодический сигнал может быть представлен в виде ряда
где U0 - постоянная составляющая сигнала среднее значение за период
( + ) – первая гармоника;
=2T – угловая частота первой гармоники.
Слагаемые с индексами n>1 называются высшими гармониками.
Амплитуды и фазы гармоник
Совокупность значений Un и n называется спектром сигнала u(t).
Периодические несинусоидальные сигналы имеют дискретный (линейчатый) спектр.
Спектр непериодического сигнала не является дискретным пробегают непрерывную совокупность значений.
2. Основные параметры усилителей. Обобщенные схемы.
Усилителем называется устройство предназначенное для увеличения мощности источника сигнала за счет энергии источника питания. Источник сигнала управляет передачей энергии источника питания в нагрузку. Энергия источника питания преобразуется в энергию нагрузки с помощью активных управляемых элементов: электровакуумных приборов
полупроводниковых биполярных и полевых транзисторов. Усилитель является активной цепью т. е. электронной цепью содержащей активный
элемент и имеющей коэффициент передачи мощности больше единицы.
Часто бывает удобно рассматривать не мощность сигналов на входе
или выходе усилителя а величины напряжений или токов. Поэтому усили-
тели условно делят на усилители тока усилители напряжения или мощности. Принадлежность усилителя к тому или иному классу определяется его
назначением и выбором соответствующих параметров схемы и усилительных элементов.
По характеру изменения усиливаемого сигнала во времени различают усилители медленно меняющихся сигналов которые часто называют
усилителями постоянного тока и усилители переменного тока. К ним относятся усилители низкой частоты усилители высокой частоты широкополосные усилители избирательные усилители.
Функциональная схема усилителя приведена на рис. 1.
Рис.1. 1. Функциональная схема усилителя
Источник питания как правило является источником постоянного
стабилизированного напряжения EП. Источник сигнала генератор
подключается ко входу а нагрузка к выходу усилителя.
В многокаскадных усилителях источником сигнала служит предыдущий каскад а нагрузкой последующий.
Основные характеристики: амплитудная (АХ) амплитудночастотная (АЧХ) амплитудно-фазовая (АФХ) и переходная (ПХ).
Основные параметры усилителей:
коэффициент усиления по напряжению
коэффициент усиления по току
коэффициент усиления по мощности
входное сопротивление
выходное сопротивление
Для мощных усилителей также важными параметрами являются потребляемая от источника питания мощность PП и КПД
Если входное и выходное значения сигнала являются неоднородными вместо коэффициента усиления применяется коэффициент преобразования. Например S =IВЫХUВХ – крутизна коэффициент преобразования
входного напряжения в выходной ток.
Коэффициенты усиления часто оценивают в логарифмических единицах- децибелах
В логарифмических единицах обычно задают коэффициент усиления
многокаскадного усилителя который равен сумме коэффициентов усиления его отдельных каскадов выраженных в дБ.
Эквивалентные схемы усилителей определяются типом используемых активных элементов схемами их включения и режимами работы. Для
анализа основных параметров применяют обобщенные эквивалентные
схемы отражающие лишь основные свойства усилителей.
Обобщенные схемы усилителей содержат зависимый (управляемый)
источник тока или напряжения:
ИНУН – источник напряжения управляемый напряжением
ИТУТ – источник тока управляемый током
ИТУН – источник тока управляемый напряжением
ИНУТ – источник напряжения управляемый током.
На рисунках 1.2–1.4 показаны управляемые источники и простейшие
примеры их реализации.
Так как источник напряжения с известным ненулевым внутренним
сопротивлением может быть преобразован в эквивалентный источник тока
и наоборот то формально обобщенные схемы эквивалентны и в качестве
модели реального усилителя может служить любая из обобщенных схем.
При анализе усилителей вид схемы выбирают исходя из функционального
назначения усилителя типа используемых активных элементов и их схем
Для анализа усилителей напряжения удобна модель на основе
ИНУН а для усилителей тока - на основе ИТУТ. Усилители на биполярных транзисторах в схемах включения с общей базой и общим эмиттером
удобно представлять моделью на основе ИТУТ так как Т-образная физическая модель и схема замещения транзистора как линейного четырехполюсника в системе h-параметров содержит управляемый током источник
тока. Усилители на электровакуумных приборах и полевых транзисторах а
также высокочастотные усилители моделируются с помощью ИТУН.
Эмиттерные истоковые и катодные повторители операционные усилители
(ОУ) моделируются на основе ИНУН.
Наличие конечных значений входного и выходного сопротивлений
усилителя приводит к тому что при работе с реальными источниками сигнала с внутренним сопротивлением RГ и на конечную нагрузку RН коэффициенты усиления по напряжению току и мощности зависят от соотношений сопротивлений RГ и RВХ RВЫХ и RН.
3. Обобщенная схема усилителя с источником напряжения
управляемым напряжением –ИНУН
Зависимый источник напряжения управляется входным напряжением усилителя UВХ. Непосредственное измерение внутренней ЭДС управляемого источника возможно лишь в режиме холостого хода на выходе.
Поэтому безразмерный коэффициент пропорциональности снабжен соответствующими индексами
KU XX – коэффициент передачи усилителя по напряжению в режиме
При подключении нагрузки выходное напряжение меньше чем напряжение зависимого источника за счет падения части напряжения на
внутреннем сопротивлении.
Коэффициент усиления по напряжению
U ВЫХ U ВЫХХХ γU ВЫХ
коэффициент согласования (распределения ослабления) по напряжению на выходе усилителя.
С помощью коэффициента UВЫХ учитывается влияние сопротивления RВЫХ на свойства усилителя.
Коэффициент согласования принимает значения 0 U ВЫХ 1:
при RНRВЫХ в режиме к.з. UВЫХ 0 U ВЫХ 0;
при RН>>RВЫХ в режиме х.х. UВЫХUВЫХ ХХ UВЫХ 1 и КUКUХХ;
при RН=RВЫХ в согласованном режиме UВЫХ =.
Аналогично свойства усилителя зависят от условий согласования источника сигнала RГ и входного сопротивления RВХ.
Коэффициент согласования на входе
Предельные значения коэффициента на входе
при RГRВХ (х.х источника) UВХ EГ U ВХ 1 Ке КU;
при RГ>>RВХ (к.з источника) UВХ0 UВХ 0;
при RГ=RВХ в согласованном режиме UВХ =.
Сквозной коэффициент усиления по напряжению
γU ВХ KU γU BX KU XX γU ВЫХ
Функциональная схема усилителя
Рис.1. 6. Усилитель ИНУН
Для увеличения общего (сквозного) усиления Ке необходимо увеличивать U ВХ (RГRВХ) и U ВЫХ (RН>>RВЫХ). Усилитель напряжения должен иметь большое входное и малое выходное сопротивления.
4. Обобщенная схема усилителя с источником тока управляемым
В этой модели усилителя источник сигнала и зависимый источник
являются источниками тока.
Рис.1. 7. Обобщенная схема усилителя с ИТУТ
Коэффициент усиления по току в режиме короткого замыкания на
Коэффициент усиления по току
iВЫХ - коэффициент распределения (согласования ослабления) по
току на выходе усилителя.
В режиме короткого замыкания при RНRВЫХ i ВЫХ 1 и КiКi КЗ.
В режиме холостого хода при RН>>RВЫХ i ВЫХ 0.
Входной ток усилителя
iВХ - коэффициент распределения по току на входе усилителя.
Сквозной коэффициент усиления по току с учетом равенства
Функциональная схема усилителя тока
Рис.1. 8. Усилитель ИТУТ
Для увеличения КI необходимо увеличить iВХ (RГ>>RВХ) и iВЫХ
(RВЫХ>>RН). Усилитель тока должен иметь малое входное и большое выходное сопротивления.
К входному и выходному сопротивлениям в усилителях напряжения
и тока предъявляются противоположные требования.
Коэффициенты согласования удовлетворяют условию
- увеличение коэффициентов согласования по напряжению путем
изменения RВХ или RВЫХ приводит к уменьшению коэффициентов согласования по току.
Рис.1.9. Коэффициенты согласования
Максимальное значение коэффициента усиления по мощности обеспечивается при известном из теории электрических цепей согласовании
Для получения требуемых соотношений между сопротивлениями в
усилителях применяют промежуточные каскады обеспечивающие согласование источников и приемников сигналов. Для согласования применяют
преобразователи сопротивления (импеданса): трансформаторы эмиттерные и истоковые повторители напряжения повторители тока – схемы на
транзисторах в схеме включения с общей базой или затвором.
5. Обобщенная схема усилителя с источником тока управляемым напряжением ИТУН
Схемный параметр эквивалентная крутизна или проводимость прямой передачи S определяется в режиме короткого замыкания на выходе
U ВЫХХХ S U ВХ R ВЫХ
Выходная цепь может быть преобразована в эквивалентный источник ЭДС модель ИТУН преобразуется в ИНУН –рис.1.11.
U ВЫХ S U ВХ ВЫХ Н U ВЫХХХ
Коэффициенты усиления по напряжению
Рис.1. 11. Преобразование ИТУН в ИНУН
При RВХ>>RГ и RВЫХ>>RН
Эквивалентная крутизна усилителя на основе ИНУН (рис.1.5)
Эквивалентная крутизна усилителя на основе ИТУТ (рис. 1.7)
I ВЫХКЗ I ВЫХКЗ K iКЗ
Экспериментальное определение параметров усилителей
Параметры усилителей определяют путем измерения сигналов при
известных значениях RГ и RН и расчета по формулам (1.1-1.7 1.91.10
121.13) и т. д. При этом измеряют сигналы ЕГ UВХ UВЫХХХ UВЫХ а токи
определяют косвенным методом чтобы исключить необходимость разрыва
цепей для подключения амперметров.
Применение формулы (1.5) ограничено тем что усилители напряжения часто не допускают режим короткого замыкания а усилители с токовым выходом не допускают режим холостого хода на выходе. Для усилителей на основе ИНУН сопротивления определяют по формулам
6.Классификация усилителей по виду амплитудно-частотной характеристики. АЧХ. Коэффициент линейных искажений
АЧХ зависимость модуля коэффициента передачи от частоты
ФЧХ зависимость фазового сдвига между выходным и входным
напряжениями от частоты входного сигнала.
По типу АЧХ выделяют 4 основных типа усилителей:
Усилители постоянного тока УПТ.
Верхнюю частоту принято определять по уровню 1√2=07.
Усилители звуковой частоты –УЗЧ.
Диапазон частот fн=20Гц fв=20кГц.
Широкополосные усилители.
Полоса пропускания f= fвfн>01МГц.
Рис.1. 14. АЧХ широкополосного усилителя
Резонансные узкополосные усилители.
Рис.1. 15. АЧХ резонансного усилителя
Искажениями называются отклонения формы выходного сигнала от
формы входного сигнала. Линейные искажения – такие искажения формы
сигнала причиной которых является неравномерность АЧХ. Причина ли14
нейных искажений в том что разные гармонические составляющие сигнала усиливаются по-разному и приобретают разные сдвиги по фазе. Величина искажения характеризуется коэффициентом линейных искажений.
На граничных частотах
K( fн ) K ( fв ) K 0 2
Применяют логарифмический коэффициент линейных искажений –
выраженный в децибеллах относительный коэффициент:
M fн дБ M fв дБ 20 lg 2 3дБ
Рис.1. 16. Коэффициент линейных искажений
7. Цепи связи в усилителях. Цепи связи ослабляющие
низшие частоты. ФВЧ.
Спад АЧХ в области низших и высших частот обусловлен наличием
в усилителях пассивных и активных элементов с частотозависимыми параметрами.
Причина уменьшения модуля коэффициента передачи увеличение
сдвига фаз в области НЧ – наличие разделительных конденсаторов в резистивно-емкостных каскадах.
В области ВЧ уменьшение модуля коэффициента передачи усилителя
происходит вследствие уменьшения емкостных сопротивлений p-n- пере-
ходов зависимостей или от частоты и т.д.
Цепи связи ослабляющие низшие частоты:
U 2 ( j ) I ( j ) R U 1 ( j )
н=RC- постоянная времени 1 н - нижняя угловая частота
f=f Н К(f Н)=1√2 ( f ) =4;
Рис.1.19. Годограф ФВЧ
8. Цепи связи в усилителях ослабляющие высшие частоты. ФНЧ.
Простейшая RCмодель имеет вид:
Рис.1.23. Годограф ФНЧ
9. Обобщенные АЧХ и ФЧХ усилителей.
В общем случае усилитель содержит цепи ослабляющие низшие и
высшие частоты то есть ФВЧ и ФНЧ.
Рис.1.24. Обобщенная модель усилителя
Ниже построены АЧХ ФЧХ для случая Ко=10 fН=10Гц fВ=1кГц .По
оси частот использован логарифмический масштаб.
Рис.1.25. Обобщенная АЧХ
Рис. 1.26. Обобщенная ФЧХ
При наличии нескольких RC-цепей при каскадном включении нескольких усилителей результирующие эквивалентные параметры и частоты по уровню 0.7 определяются:
Mf дБ= Mf1 дБ+ Mf2дБ +Mf3 дБ+
10. Логарифмические АЧХ. Асимптотические ЛАЧХ
Логарифмическая АЧХ:
К( f ) дБ =L( f ) =20lg(К( f )
Логарифмические АЧХЛАЧХ в зарубежной литературе носят название диаграммы Боде. Удобство ЛАЧХ – при каскадном включении
усилителей результирующий усиления коэффициент формируется графическим сложением отдельных коэффициентов. Кроме того графики аппроксимируются отрезками прямых.
Для ФВЧ коэффициент усиления
в области ffн приближен к функции
На частоте f=001fН коэффициенты К=001 L=40 дБ при f=01fН
К=01 L= 20 дБ. При увеличении частоты в 10 раз коэффициент К также увеличивается в 10 раз. В соответствии с (1.57) при ffн график L( f )
отрезок прямой с угловым коэффициентом +20 дБдек.
На частоте f= fН коэффициенты К=1√2 L= 3 дБ.
При f > fн К стремится к 1 а L=0 дБ асимптота ЛАЧХ – ось f угловой коэффициент 0 дБдек.
Асимптотические ЛАЧХ АЛАЧХ будем обозначать LА( f ). Асимптоты сопрягаются в точке f= fН. На этой частоте максимум отклонения
ΔL= L( fН ) LА( fН )=30=3 дБ.
На рис. 1.27 построены ЛАЧХ и АЛАЧХ ФВЧ схема и АЧХ которого показаны на рисунках 1.16 и 1.17. Граничная частота fН=10Гц. Видно
что асимптотический график достаточно близок к исходному поэтому на
практике часто применяют АЛАЧХ обозначая ее как ЛАЧХ. При этом не
следует забывать о погрешности ΔL( fН )=3 дБ.
Рис. 1.27. ЛАЧХ и АЛАЧХ цепи ослабляющей низшие
Для ФНЧ коэффициент усиления
в области f>fВ приближен к функции
На частоте f=10fВ коэффициенты К=01 L=20 дБ при f=100fВ
К=001 L= 40 дБ. При увеличении частоты в 10 раз коэффициент К
уменьшается в 10 раз. При f>fВ график L( f ) отрезок прямой с угловым
коэффициентом 20 дБдек.
На частоте f= fВ коэффициенты К=1√2 L= 3 дБ.
При ffВ К стремится к 1 а L=0 дБ асимптота ЛАЧХ – ось f угловой коэффициент 0 дБдек.
Асимптоты сопрягаются в точке f= fВ. На этой частоте максимум отклонения также
ΔL= L( fВ ) LА( fВ )=30=3 дБ.
На рис. 1.28 построены ЛАЧХ и АЛАЧХ ФНЧ схема и АЧХ которого показаны на рисунках 1.20 и 1.21. Граничная частота fВ=10Гц.
La( f ) 20 log( Кa ( f ))
Рис. 1.28. ЛАЧХ и АЛАЧХ ФНЧ
ЛАЧХ обобщенной схемы показана на рис.1.29. В области НЧ угловой коэффициент +20дБдек в области ВЧ наклон 20дБдек. В области
средних частот fН f fВ L(f)La(f) =Lo=20дБ. Также построен график погрешности ΔL(f).
На граничных частотах ΔL=3дБ так как К(fН)= К(fВ)=Ko√2 L(fН)=
Рис. 1.29. Обобщенная ЛАЧХ и АЛАЧХ.
11. Логарифмические АЧХ ОУ
Операционный усилитель усилитель постоянного тока с большим
коэффициентом усиления. Простейшая динамическая модель ОУ приведенана рис.1.30. KU – коэффициент усиления на постоянном токе. RCцепь
моделирует спад АЧХ.
Рис.1.30. Динамическая модель ОУ
Нормируемыми параметрами ОУ являются KU и f1. Частота единичного усиления это частота на которой модуль коэффициента усиления
Определим связь между f1 и fВ. Для этого подставим f1 в(1.59):
Пример ЛАЧХ ОУ показан на рис.1.31. Исходные справочные данные Ku=105 f1=1МГц.
Рис.1.31. ЛАЧХ и АЛАЧХ ОУ
12. Амплитудная характеристика. Динамический диапазон. Коэффициент нелинейных искажений.
Амплитудная характеристика – зависимость амплитуды выходного
напряжения от амплитуды входного сигнала.
АХ идеального усилителя –прямая угловой коэффициент прямой
определяет коэффициент Ku.
Реальная ВАХ отличается от прямой типичные нелинейности пока-
Рис.1.32. Амплитудная характеристика
В области малых сигналов два характерных случая
причина- внутренние шумы и внешние помехи.
искажения типа «зона нечувствительности» свойственны
усилителям мощности класса В.
Нелинейность ВАХ активных элементов.
: Отклонение от линейности типа “зона ограничения” вследствие конечного напряжения питания.
В отличии от линейных искажений наличие нелинейных искажений
приводит к появлению новых гармонических составляющих по сравнению
с входными. Причина нелинейных искажений в том что сигналы разных
амплитуд усиливаются по-разному.
Причина линейных искажений в том что сигналы разной частоты
усиливаются неодинаково форма сигнала искажается но новые гармоники
не возникают. Для оценки нелинейных искажений используется коэффициент гармоник.
ОДНОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ НА БИПОЛЯРНЫХ
1. Усилитель биполярном на транзисторе в схеме включения с общей
базой. Расчет по постоянному току. Статическая и динамическая линии нагрузки (СЛН и ДЛН). Временные диаграммы сигналов.
В усилителе на биполярном транзисторе в схеме включения с общей
базой источник сигнала ЕГ база транзистора VT и нагрузка RН имеют общий потенциал (точку). Схема усилителя приведена на рисунке 2.1.
Рис. 2. 1. Усилитель на биполярном транзисторе в схеме
включения с общей базой
Рабочий режим транзистора - ток покоя и напряжение покоя на коллекторе IОК и UОК - задается с помощью источников ЕЭ и ЕК и резисторов
RЭ и RК. Для постоянных токов покоя IОЭIОК транзистора и напряжений
выполняются соотношения:
IОК =IОЭ+IКО IОЭ = (EЭ–UОЭ)RЭ
Для обеспечения максимального размаха напряжения на коллекторе
обычно напряжение покоя выбирают равным UОК=05EК.
Стабильность рабочей точки (IОКUОК) определяется влиянием температуры на коэффициент передачи тока эмиттера обратный ток коллектора IКО и напряжение UОЭБ. При 1 и IОК » IКО основное влияние оказывает температурный дрейф UОЭБ для уменьшения влияния которого в
соответствии с (2.2) необходимо обеспечить условие ЕЭ UОЭ 07 В.
При достаточно больших ЕЭ (более 2-3 В) и RЭ (от 1 до 2 кОм) можно считать что со стороны эмиттера транзистор запитан источником тока (RЭ
значительно больше входного сопротивления транзистора) и ток через
транзистор не зависит от изменения UОЭБ.
При заданном напряжении UОК (или токе IОК) расчет элементов схемы заключается в определении тока покоя (или напряжения) из соотношения (2.1) и определении RЭ или ЕЭ из уравнения (2.2).
Разделительные конденсаторы С1 и С2 необходимы для исключения
влияния источника сигнала и нагрузки на режим работы транзистора по
постоянному току. Подключение источника сигнала и нагрузки через конденсаторы предотвращает протекание через эти цепи постоянных токов.
Для переменных (усиливаемых) сигналов IВХ IВЫХ сопротивления разделительных конденсаторов на частоте сигнала должны быть достаточно малы
чтобы пренебречь их влиянием.
На рисунке 2.2 приведены линии нагрузки и временные диаграммы
В координатах (IКUКБ) уравнение UК = EКIКRК представляет собой
уравнение прямой линии проходящей через точки (IК = 0 UКБ=EК) и (IК =
EК RК UКБ = 0). Эта линия называется статической линией нагрузки т.к.
по ней перемещается рабочая точка 0 по постоянному току.
При положительной полуволне синусоидального напряжения ЕГ напряжение па входе (эмиттере) UВХ становится более положительным токи
эмиттера и коллектора уменьшаются напряжение на коллекторе и нагрузке увеличивается формируется положительная полуволна выходного сигнала.
При отрицательной полуволне входного сигнала эмиттерный переход открывается сильнее возрастают токи IЭ и IК увеличивается падение
напряжения на RК потенциал на коллекторе становится меньше формируется отрицательная полуволна выходного сигнала. Так как фазы входного
и выходного синусоидальных сигналов совпадают усилитель является неинвертирующим. Переменный (сигнальный) ток транзистора IК(t) распределяется между резисторами RК и RН поэтому эквивалентная нагрузка для
транзистора по переменному току RКН = RКRН меньше чем по постоянному. Динамическая линия нагрузки наклон которой определяется величиной RКН проходит через точку 0 более круто чем статическая линия и описывается уравнением:
где IК(t)-переменная (сигнальная) составляющая тока отсчитывается
Рис. 2. 2. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов
В случае короткого замыкания (при RН=0) UК=UОК UК(t)=0 и динамическая линия нагрузки проходит через точку покоя 0 вертикально. Для
построения динамической линии нагрузки пользуются тем свойством что
эта линия пересекает ось абсцисс в точке А:
UА = UОК + IОКRКН так как при мгновенном значении переменной составляющей IК(t) = IОК суммарный ток через транзистор равен нулю: IК =
IОК+IК(t)=0. Динамическую линию нагрузки проводят через точку покоя 0
[UОК; IОК] и т. А[IК=0 UКБ=UА=UОК+IОКRКН]. Для ненагруженного усилителя (при RН=) сопротивления в коллекторной цепи для постоянного и переменного тока равны RК поэтому статическая и динамическая линии нагрузки совпадают. Из рисунка 2.2 видно что в этом случае максимальная
амплитуда положительной и отрицательной полуволн выходного напряжения соответственно равны ЕК–UОК и UОК.
Для нагруженного усилителя максимальное значение амплитуды положительной полуволны Um= IОКRК. Следовательно при заданных RН и
UВЫХ m оценка IОК>UВЫХmRКН позволяет выбрать IОК и RК при расчете усилителя по постоянному току.
Рис. 2. 3. Потенциальные диаграммы усилителя ОБ
2. Малосигнальная схема замещения усилителя ОБ на основе Тобразной физической модели биполярного транзистора. Параметры.
В области средних частот сопротивлениями конденсаторов пренебрегают. После замены транзистора линейной Т-образной физической схемой замещения и с учетом того что внутренние сопротивления источников
питания равны нулю получим эквивалентную схему усилителя для переменных (сигнальных) составляющих токов и напряжений (рис.2.4).
Рис. 2.4. Эквивалентная схема усилителя в области средних частот
Входное сопротивление усилителя определяется сопротивлением
RЭ и входным сопротивлением транзистора в схеме ОБ:
На практике выполняется условие RЭ>>h11Б поэтому ответвлением
сигнального тока IВХ в цепь RЭ можно пренебречь: IВХ= IЭ а входное сопротивление:
RВХ= UВХIВХ=(IЭRЭ+IБRБ)IЭ=RЭ+(1– )RБ=h11Б
Выходное сопротивление также определяется параллельным соединением выходного сопротивления транзистора и RК и вследствие соотношение rК >> RК :
Коэффициент усиления по напряжению в режиме холостого хода
(RН = ) определим при допущении что ток зависимого источника IЭ не
ответвляется в высокоомную цепь rК:
KUXX = UВЫХ XXUВХ = IКRКIЭ h11Б = RК h11Б RКh11Б
При подключении нагрузки коэффициент усиления по напряжению уменьшается так как уменьшается эквивалентная нагрузка транзистора:
По отношению к источнику сигнала с внутренним сопротивлением
Ке= RКНRГ при RН » RК Kе = RК RГ
Коэффициент усиления по напряжению в этом случае не зависит от
параметров транзистора а определяется только отношением сопротивлений. Это позволяет реализовать усилитель со стабильным усилением но
из-за необходимости задания большого RГ коэффициент усиления Ке не
Рис. 2.5. Усилитель ОБИНУН
Коэффициент усиления по току при RН =0
KiКЗ = IВЫХ КЗ IВХ IЭIЭ =
При RН 0 часть выходного тока IК транзистора ответвляется в RК:
IВЫХ =IКRК (RК + RН) = IЭ γiВЫХ
и коэффициент усиления тока меньше единицы:
Если преобразовать источник входного сигнала в эквивалентный
источник тока величиной IГ = EГRГ и внутренним сопротивлением RГ то
входной ток усилителя:
IВХ = IГ RГ (RГ + RВХ) = IГ γiВХ
Коэффициент усилению по току по отношения к IГ:
КI = IВЫХIГ = γIВХ α γIВЫХ
При условии RГ » RВХ выполняется соотношение γiВХ 1 и
Рис. 2.6. Усилитель ОБИТУТ
Наряду с полезным свойством I ВХ 1 усилитель ОБ фактически в
идеале позволяет получить KI=1 поэтому иногда такую схему называют
повторитель тока. Часто применяют для согласования источника тока и
Эквивалентная крутизна
I Э h11Б h11Б rЭ ( 1 α) rБ 1 rЭ r
Таким образом усилительный каскад на транзисторе в схеме ОБ
имеет низкое входное и высокое выходное сопротивления коэффициент
усиления по току меньше единицы. Для получения больших коэффициентов усиления по напряжению необходимо обеспечить работу усилителя от
низкоомного источника сигнала и на высокоомную нагрузку.
3. Влияние сопротивлений источника сигнала и сопротивления
нагрузки на параметры усилителей
Зависимости коэффициентов усиления каскада от RН и RГ
приведены на рисунках. 2.7. и 2.8.
Сопротивления RН и RГ оказывают существенное влияние на параметры усилителя через коэффициенты γU и γi.
Коэффициенты усиления по напряжению КU и Ке равны нулю при
RН=0 при RН RК возрастают линейно с ростом RН а при RН>>RК практически не зависят от RН и ограничены величинами соответственно КUXX и
КUXXγUВХ. Коэффициенты усиления тока при RН =0 максимальны примерно равны α и уменьшаются с ростом RН до нуля при RН » RК = RВЫХ.
Сопротивление RГ оказывает влияние только на параметры по отношению к ЕГ и IГ причем это влияние обратное по отношению к влиянию
RН. Из-за малого входного сопротивления усилителя уменьшение Ке в соответствии с формулами (2. 9) и (2.10) начинается уже при RГ=1÷10 Ом.
Коэффициент усиления по току KI наоборот увеличивается с ростом RГ и
уже при RГ > 100 Ом практически не зависит от RГ.
Рис. 2.7. Влияние сопротивления RН на параметры усилителя
Рис. 2. 8. Влияние сопротивления RГ на параметры усилителя
4. Анализ усилителя ОБ в области низших частот
На низких частотах сопротивления разделительных конденсаторов
увеличиваются это приводит к уменьшению коэффициентов усиления и
появлению фазового сдвига между входным и выходным сигналами. На
низких частотах когда xC1 >>RГ или xC2 >>RК коэффициенты усиления
Рассмотрим отдельно влияние разделительных конденсаторов.
Рис. 2.9. Эквивалентная схема усилителя ОБ в области нижних частот
Полученный ранее для области средних частот сквозной коэффициент
Н1 = С1·(RГ + RВХ) С1 ·(RГ + h11Б
При совместном действии C1 и C2
Примерный вид АЧХ в области НЧ приведен на рис. 2.10.
Рис. 2.10. АЧХ усилителя ОБ в области нижних частот
При заданной нижней частоте усиливаемых сигналов значение конденсаторов можно ориентировочно определить:
5. Анализ усилителя ОБ в области высших частот
В области средних и высших частот сопротивления разделительных
конденсатов C1 и C2 пренебрежимо малы: хC1 хC2 0. Эквивалентная
схема учитывает основные инерционности биполярного транзистора и нагрузки:
Рис. 2.11. Эквивалентная схема усилителя ОБ в области высших частот
СЭ - емкость прямосмещенного эмиттерного перехода
СК – барьерная емкость обратносмещенного коллекторного перехода;
() – частотная зависимость коэффициента передачи тока эмиттера;
СН – емкость нагрузки.
Основное влияние в схеме ОБ на ограничение ВЧ как правило
оказывает емкость нагрузки. Причина – высокое выходное сопротивление
усилителя RВЫХ RК. В области средних частот
В области высших частот
RГ h11Б 1 RКН jCН 1 RКН jCН
Постоянная времени перезаряда емкости нагрузки
Верхняя частота обусловленная влиянием емкости нагрузки
Второе по значимости значение на верхних частотах имеет емкость СК. Ее влияние аналогично СН.
Как правило 3-е по величине влияние - частотная зависимость .
Рис. 2.12. Частотная зависимость .
Влияние емкости прямосмещенногоэмиттерного перехода СЭ
обычно последнее по значимости так как r Э =110 Ом RК RН rК rБ .
Совместная постоянная времени
Рис. 2.13. АЧХ усилителя ОБ в области высших частот
6. Усилитель на транзисторе в схеме включения с общим эмиттером.
Расчет по постоянному току. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов.
Рис.2. 14. Усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения
Координаты рабочей точки покоя: IОК=IОЭIОЭ UОКЭ UОБЭ07В
Рис. 2. 15. Статический режим усилителя ОЭ
Система уравнений статики усилителя при условии IДЕЛ>>IОБ
I ОЭ RЭ U ОКЭ I ОК RК Е К
U ОБ I ОЭ RЭ U ОБЭ U ОЭ U ОБЭ
ДЕЛ Е К U ОБ R1 U ОБ R2
В активном режиме ток покоя транзистора
На рис. 2.16 показаны линии нагрузки и диаграммы сигналов. Точка
покоя расположена на статической линии нагрузки уравнение которой
ЕК= IОЭRЭ+UОКЭ+IОКRКUОКЭ+IОК(RК+RЭ)
Рис. 2. 16. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов
ДЛН пересекает ось напряжений в точке с координатой
При подключении ко входу усилителя источника сигнала EГ изменяется ток базы пропорционально изменяются ток коллектора и напряжение
на коллекторе. Увеличение тока коллектора вызывает уменьшение напряжения UК поэтому знак приращения напряжения UВЫХ противоположен
знаку приращения UВХ - усилитель ОЭ является инвертирующим. Фазовый
сдвиг между синусоидальными сигналами UВХ и UВЫХ равен 180°.
7. Расчет температурной нестабильности точки покоя усилителя ОЭ
Нестабильность рабочего тока транзистора IОК обусловлена изменением величин IОБ I*КО. Изменение тока базы IОБ зависит от изменения
напряжения UБЭ имеющего температурный дрейф примерно 2мВград.
Вследствие того что эффициент значительно сильнее зависит от температуры чем α a I*КО =(1+)IКО нестабильность рабочего тока IОК транзистора в схеме ОЭ значительно (примерно в раз) больше чем в схеме ОБ.
Для стабилизации рабочей точки применяют схеме с отрицательной
обратной связью по постоянному току или напряжению. Принцип стабилизации за счет действия отрицательной обратной связи заключается в
том что информация об изменении IОК или UОК поступает в виде сигнала
обратной связи на вход транзистора и вызывает изменение IОК или UОК обратного знака.
Наиболее распространена эмиттерная стабилизация последовательная отрицательная обратная связь по току через эмиттерное сопротивление Rэ. Потенциал базы фиксируется с помощью делителя R1–R2. Если
ток коллектора IОК например увеличится то увеличится и ток эмиттера:
ΔIЭ ΔIК потенциал эмиттера станет более положительным на величину
IЭRЭ. Так как потенциал базы фиксирован то в соответствии с (2.39) напряжение UБЭ уменьшается на величину IЭRЭ что приводит к уменьшению тока база и тока коллектора. Эффективность стабилизации тем выше
чем меньше результирующее изменение тока коллектора.
Чтобы исключать влияние отрицательной обратной связи по переменному току при усилении сигнала резистор RЭ шунтируют конденсатором СЭ который называют блокировочным - блокирует действие обратной
связи. В области средних частот при достаточно больших значениях СЭ
полное сопротивление ZЭ цепи RЭСЭ мало эмиттер можно считать заземленным сигнал обратной связи IЭZЭ=0.
Разделительные конденсаторы С1 и С2 исключают протекание постоянных токов через цепи источника сигнала и нагрузки.
Для оценки эффективности схем стабилизации используют коэффициент нестабильности SН который показывает во сколько раз изменение
тока коллектора IК в схеме ОЭ больше чем изменение тока коллектора
IК1 в схеме с идеальной стабилизацией (SН ИД = 1):
Чем меньше коэффициент нестабильности SН тем меньше изменяется ток покоя IОК под действием изменения температуры напряжения питания и других факторов.
Для оценки влияния элементов схемы стабилизации преобразуем базовый делитель в эквивалентный источник EСМ с внутренним сопротивлением RБ :
Рис. 2. 17. Эквивалентная схема цепи смещения
Параметры цепи смещения
В режиме покоя потенциал базы:
UОБ = EСМIОБRБ = IОЭRЭ + UОБЭ
При постоянном напряжении UОБ=ЕСМ (RБ= 0) весь сигнал обратной
связи IЭRЭ прикладывается к управляющему переходу:
что соответствует наилучшей стабильности. Уменьшение напряжения UБЭ вызывает уменьшение тока базы:
и токов коллектора и эмиттера.
В случае RБ 0 падение напряжения на RБ при протекании изменяющегося тока IБ приводит к изменению потенциала базы UБ
UБ = UОБ+UБ = ЕСМIБ RБ= ЕСМ(IОБ+IБ)RБ=UОБ+IБRБ
В результате напряжение на эмиттерном переходе в отличие от
(2.47) получает дополнительное приращение
UБЭ=UБIЭRЭ=UОБ+IБRБ(IОЭ+IЭ)RЭ=UОБЭIЭRЭ+IБRБ
Приращение IБRБ имеет противоположный знак по отношению к
знаку стабилизирующего сигнала IЭRЭ и уменьшает стабильность точки
покоя. Увеличении RБ приводит к уменьшаению стабилизирующего действия сигнала обратной связи IЭRЭ нестабильность точки покоя ΔIК и
ΔUК=ΔIКRК увеличивается.
Для уменьшения SН необходимо увеличивать сигнал обратной связи
путем величения RЭ и уменьшать влияние IБ путем уменьшения RБ.
В схеме с идеальной стабилизацией значение коэффициента SН=1
достигается при RБ=0 и RЭ=. Такой коэффициент нестабильности соответствует схеме с общей базой. Уменьшение RБ повышает стабильность
точки покоя (повышает точность статики). Реализуется естественно в схеме ОБ при RБ=0.
Для схемы ОЭ значение RБ=0 недопустимо. Уменьшение RБ приводит к росту тока делителя IДЕЛ увеличению мощности в цепи смещения и к
уменьшению входного сопротивления усилителя.
Увеличение Rэ приводит к росту напряжения IОЭRЭ и уменьшению
коэффициента использования напряжения питания ЕК.
При значениях сопротивлений RБ и RЭ полученных решением статики (2.39) коэффициент нестабильности SН рассчитывают по формуле
где Б – коэффициент токораспределения
Предельные значения коэффициентов
Значение SН=1 соответствует идеальной стабилизации (схема ОБ)
а максимальная нестабильность SН = соответствует нестабилизированной
Результирующее изменение тока коллектора определяют в соответствии с (2.43)
Изменение тока коллектора в схеме с идеальной стабилизацией:
Здесь учитывается изменение тока IК за счет всех составляющих в
соответствии с формулой (2.40): изменение обратного тока коллектора IКО
тока базы через изменение UБЭ и коэффициента усиления .
При заданном изменении температуры Т = Т ТО изменение IКО
определяют по формуле:
I К 0 I К 0 T I К 0 T0 I К 0 T0 2
где IКО(ТО)- обратный ток коллектора при комнатной температуре ТО
IКО(Т)- обратный ток коллектора при заданной температуре Т
ТУДВ 10 град - температура удвоения обратного тока для кремниевых p-n переходов.
Изменение напряжения UБЭ рассчитывают через температурный коэффициент U 2 мВград
Изменение определяют по справочным данным транзистора. При
отсутствии этих данных относительное изменение можно приближенно
считать равным +1%град тогда
Исходя из заданного температурного диапазона по формулам
(2.54÷2.57) рассчитывают изменение тока коллектора IК1 определяют коэффициент нестабильности SН из соотношений (2.51) и (2.52) и результирующее изменение тока коллектора IК (2.53). На практике приемлемыми
считаются значения SН =5÷10 IК=(01-015)IОК. В случае получения больших значений SН и Iк следует увеличить RЭ и (или) уменьшить RБ и снова
8. Анализ линейной малосигнальной схемы замещения усилителя
ОЭ. Параметры усилителя.
Эквивалентная схема усилителя на транзисторе ОЭ в области средних частот имеет вид:
Рис. 2. 18. Эквивалентная схема усилителя в
области средних частот
Входное сопротивление усилителя представляет собой параллельное включение эквивалентного сопротивления базового делителя
RБ=R1R2 и входного сопротивления транзистора в схеме с ОЭ
RВХЭ= h11Э=rБ+(1+)r Э
При работе от источника сигнала с внутренним сопротивлением RГ
коэффициент распределения напряжения по входу
При низких значениях сопротивления RБ уменьшаются значения RВХ
Выходное сопротивление
В схеме ОЭ выходное сопротивление собственно транзистора К в
(1+) раз меньше чем в схеме ОБ поэтому при работе на высокоомную
нагрузку особенно в резонансных усилителях и усилителях с активной нагрузкой (источник тока с большим внутренним сопротивлением) учет К
необходим. Обычно К К поэтому
При К К ток зависимого источника тока не ответвляется в
цепь К. Усиление по напряжению в режиме холостого хода (RН=) без
учета знака выходного напряжения
При подключенной нагрузке
Так как (1+)= и h11Э(1+)=h11Б то
Коэффициенты усиления по напряжению КUХХ и КU схем ОБ и ОЭ
Коэффициент усиления по отношению к напряжению источника
RГ RВХ h11Э RГ RБ h11Э h11Э
Выражение (2.68) обосновывает основное преимущество усилителя
ОЭ перед схемой ОБ: влияние внутреннего сопротивления источника сигнала ослаблено в (1+) раз.
В соответствии с рис. 2.18
Коэффициент усиления по току в режиме к.з.
Сквозной коэффициент усиления по току
Коэффициенты усиления по току в схеме ОЭ в раз больше чем в
схеме ОБ следовательно и усиление по мощности в схеме ОЭ примерно в
Эквивалентная крутизна усилителя
В схемах на транзисторе ОЭ часто резистор RЭ (или его часть) не
шунтируют конденсатором чтобы использовать действие отрицательной
обратной связи и по переменному току для стабилизации усилительных
9. Усилитель на транзисторе в схеме включения с общим эмиттером
с отрицательной обратной связью по току
Стабилизирующее действие резистора RЭ при отсутствии блокирующего конденсатора CЭ сохраняется не только в режиме покоя но и для
сигнала. Эквивалентная схема входной цепи усилителя ОЭ резистор RЭ.
Входное сопротивление усилителя с учетом RЭ
RВХ rБ (1 ) ( rЭ RЭ ) h11Э (1 ) RЭ
При RЭ>> rЭ что справедливо уже при RЭ=50-100 Ом
Входное сопротивление усилителя с отрицательной обратной связью
значительно увеличивается возрастает и UВХ что позволяет усиливать
сигналы более высокоомных источников. Недостаток - повышенное влияние RБ.
Рис. 2. 19. Эквивалентная схема усилителя c
отрицательной обратной связью в области средних частот
Усиление по напряжению
h11Э (1 ) RЭ (1 ) RЭ RЭ
h11Э (1 ) RЭ (1 ) RЭ
Эквивалентная крутизна усилителя:
При достаточно больших RЭ коэффициенты усиления по напряжению и эквивалентная крутизна не зависят от параметров транзистора
(стабилизируется). Для схемы ОБ при RГ>> h11Э КеRКНRГ. Следовательно RЭ в схеме 0Э влияет аналогично RГ в схеме ОБ что легко объяснимо
т.к. в обоих случаях резисторы включены в цепь эмиттера.
Равенства (2.76) и (2.77) тем точнее чем больше значения и RЭ но
с ростом RЭ уменьшается усиление. Таким образом стабильность (слабая
зависимость параметров усилителя от параметров транзистора) достигается ценой уменьшения усиления - фундаментальное свойство схем с отрицательной обратной связью.
10. АЧХ усилителя ОЭ.
Область НЧ. Нижняя частота сформирована влиянием трех конденсаторов:
f Н f Н12 f Н22 f Н32
Рис. 2. 20. Эквивалентная схема усилителя ОЭ в области нижних частот
Область ВЧ. Как и в схеме ОБ здесь учитываются четыре основных фактора.
Рис. 2. 21. Эквивалентная схема усилителя ОЭ в области высших частот
а) Влияние емкости нагрузки.
При работе на емкостную нагрузку схемы с ОБ и ОЭ эквивалентны.
ВК=СК* RКН=(1+)СКRКН.
- влияние СК – схеме ОЭ в (1+) раз сильнее чем в
схеме ОБ. При отсутствии СН основное ограничение вносит емкость коллекторного перехода. В схеме ОЭ эквивалентная емкость СКЭ=СК* в
(1+) раз больше СКБ=СК поэтому усилитель ОЭ имеет в (1+) раз меньшую частоту fВК.
Рис. 2. 22. АЧХ коэффициента передачи тока базы
По данному фактору усилитель ОЭ также имеет в (1+) раз меньшую верхнюю частоту.
с) Наименьшее ограничение вносит постоянная Э rЭ СЭ .
Итак верхняя граничная частота в схеме ОЭ меньше чем в схеме
ОБ во-первых потому что эквивалентная емкость коллекторного перехода
в схеме ОЭ больше чем для ОБ в 1+ раз во-вторых граничная частота
коэффициента усиления меньше чем граничная частота .
При работе на емкостную нагрузку усилитель ОЭ и ОБ имеют одинаковые верхние частоты вследствие равенства выходных сопротивлений.
11. Эмиттерный повторитель напряжения – усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения с общим коллектором. Расчет по
постоянному току. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов.
В усилителе на транзисторе в схеме с общим коллектором сигнал поступает на базу а выходной сигнал снимается с эмиттера. Коллектор транзистора по переменному току заземлен через источник питания ЕК с малым
внутренним сопротивлением.
Рис. 2. 23. Усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения
с общим коллектором – эмиттерный повторитель
Для переменных составляющих напряжений
UВЫХ(t)=UВХ(t)UБЭ(t)
Напряжение UБЭ в линейном режиме работы транзистора слабо зависит от переменной составляющей тока базы а значит и от усиливаемых
сигналов поэтому UВЫХ UВХ. Схему усилителя на транзисторе ОК называют эмиттерным повторителем напряжения потому что коэффициент пе54
редачи по напряжению примерно равен единице и фазы сигналов совпадают. Реально UБЭ(t)0 из-за падения части входного сигнала на эмиттерном
переходе при протекании переменной составляющей тока базы и эмиттера
коэффициент передачи несколько меньше единицы. Эмиттерный повторитель относится к схемам со 100%-ной отрицательной обратной связью.
Вид обратной связи вытекает из соотношения:
UБЭ(t)=UВХ(t)UВЫХ(t)
Транзистор как усилительный элемент реагирует на напряжение
UБЭ(t) которое складывается из входного сигнала и сигнала обратной связи. Сигнал обратной связи UОС(t)= UВЫХ(t) выходное напряжение относительно UБЭ и UВХ включено последовательно и вычитается из входного напряжения с единичным коэффициентом поэтому эмиттерный повторитель
– усилитель со 100%-ной отрицательной последовательной обратной связью по напряжению.
Специфические свойства повторителя такие как большое входное и
низкое выходное сопротивления по отношению к простейшим схемам ОБ
и ОЭ объясняются наличием обратной связи и ее видом.
Расчет каскада по постоянному току аналогичен расчету схем на
транзисторах ОБ и ОЭ с учетом RК=0. В режиме покоя транзистора справедливо соотношение
Учитывая что в линейном режиме работы IОК IОЭ СЛН и ДЛН
строят на выходных ВАХ транзистора в схеме ОЭ. Статическая линия нагрузки проходит через точки [UКЭ=0 IК=ЕКRЭ] и [IК=0 UК=ЕК].
Цепь смещения рассчитывается через потенциал базы:
UОБ=UОЭ+ UОБЭ IОЭRЭ +07 В
Методика расчета резисторов R1 и R2 для схем с эмиттерной стабилизацией справедлива и для исследуемой схемы.
Так как точное значение неизвестно но выполняются условия
>>1 и IДЕЛ>>IОБ в формуле (2.91) током IОБ пренебрегают.
Рис. 2. 24. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов
Динамическая линия нагрузки проводится через точку покоя с наклоном определяемом эквивалентной нагрузкой па переменному току
Рис. 2.25. Потенциальная диаграмма повторителя
12. Анализ линейной малосигнальной схемы замещения ЭП. Параметры и характеристики.
Малосигнальная эквивалентная схема повторителя в области средних
частот приведена на рисунке 2.26.
Рис. 2. 26. Эквивалентная схема повторителя в
Входное сопротивление усилителя без учета шунтирующего действия базового делителя с эквивалентным сопротивлением RБ:
rБ ( 1 ) rK* ( rЭ RЭ RH )
rБ ( 1 ) ( rЭ RЭ RH ) h11Э ( 1 ) RЭН
Рис. 2. 27. Эквивалентная схема 1 (приведенная ко входу или пересчитанная для тока IБ)
С учетом сопротивлений делителя
RВХ RБ h11Э (1 ) RЭН
RВХXX RБ h11Э (1 ) RЭ
Выходное сопротивление эмиттерного повторителя
Рис. 2. 28. Эквивалентная схема 2 (приведенная к выходу или
пересчитанная для тока IЭ):
Коэффициенты передачи по напряжению
I Б rБ I Э rЭ I Э RЭ h11Э 1 RЭ
I Б rБ I Э rЭ I Э RЭН h11Э 1 RЭН
Сквозной коэффициент усиления
RГ RБ h11Э ( 1 ) RЭН h11Э ( 1 ) RЭН
При RБ>> h11Б+(1+)RЭН IВХIБ
I Б RГ I Б rБ I Э rЭ I Э RЭН
Коэффициенты усиления эмиттерного повторителя по току без учета
К iКЗ ВЫХКЗ Э ( 1 )
Влияние RБ учитывается дополнительным коэффициентом в формулах (2.105-2.107)
I ВХ RБ h11Э ( 1 ) RЭН
K i ВЫХ Б ВЫХ 'i ( 1 )
Коэффициент усиления по мощности
Увеличение коэффициента передачи тока базы приводит к улучшению практически всех основных параметров эмиттерного повторителя.
Коэффициенты Ki KР и RВХ увеличиваются RВЫХ уменьшается а KU стремится к единице. Поэтому в практических схемах широко используют повторители напряжения на составных транзисторах.
13.Применение эмиттерного повторителя для согласования источника сигнала и нагрузки
Рис. 2.29. Пример применения ЭП для согласования
источника сигнала и нагрузки
При непосредственном подключении нагрузки
Для согласования источника сигнала и нагрузки применим эмиттерный повторитель.
Рис. 2.30. Схемы замещения
14. Усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения с общим эмиттером и эмиттерным повторителем
Основной недостаток усилителя ОЭ высокое выходное сопротивление сильное влияние сопротивления нагрузки.
Рис. 2.31. Усилитель ОЭ
При RнRк UВЫХ 1 КU КUХХ имеем ДЛН1 на рис. 2.33.
Для согласования усилителя ОЭ с высоким выходным сопротивлением Rвых Rк и низкомной нагрузкой применяем ЭП.
32. Усилитель ОЭ и эмиттерный повторитель
Эквивалентное сопротивление нагрузки для VT1 (ОЭ)
R *Н h11Э 2 ( 1 2 )Rэн Rн
Сопротивление для ДЛН2 ОЭ с ЭП
33. Линии нагрузки усилителя ОЭ с эмиттернм повторителем
Эмиттерный повторитель обеспечивает для усилителя ОЭ режим
15. Параметрический стабилизатор напряжения с
эмиттерным повторителем
В параметрическом стабилизаторе коэффициент стабилизации
пропорционален сопротивлению балластного резистора R
Рис. 2.34. Параметрический стабилизатор
В то же время сопротивление R обратнопропорционально току нагрузки
Это противоречие решает применение ЭП.
Рис. 2.35. Параметрический стабилизатор с эмиттерным
Влияние нагрузки ослаблено в раз. Пропорционально можно увеличить R и коэффициент стабилизации.
16. АЧХ эмиттерного повторителя. Анализ усилителя при работе на
Схема повторителя с разделительными конденсаторами показана на
Схема замещения входной цепи показана на рис.2.37.
Rвх R Б h11Э ( 1 )Rэн
Рис. 2.36. Эмиттерным повторитель
Рис.2.37. Схема замещения входной цепи
Схема замещения выходной цепи показана на рис.2.38.
Рис.2.38. Схема замещения выходной цепи
f Н ( f Н1 ) 2 ( f Н 2 )2
Рис.2.39. Эквивалентная схема ЭП с емкостной нагрузкой
Коэффициент передачи в области средних частот (базовым делителем пренебрегаем)
В области высших частот сопротивление нагрузки имеет емкостной
( R Г h11Э ) ( 1 j Cн Rэн )
Сн Rэн Г h11Б (2.122)
ЭП имеем на порядок меньшее выходное сопротивление чем схемы
ОЭ-ОБ поэтому во столько же раз большую верхнюю частоту.
17. Оценка предельного усиления однокаскадных усилителей на биполярных транзисторах
Усилитель ОБ : K UXX
При >>1 также получим ограничение (2.123).
Оценим возможное увеличение KUXX
Но тогда при IОЭ=5 мА
E K I ОК RК U ОКЭ 5 100 500 1000 B
Анализ показывает наличие зависимости КUXX=f(ЕК)
18. Источники стабильного тока на дискретных биполярных
транзисторах их параметры и характеристики. Расчет источников тока. Схемотехнические методы повышения точности и
стабильности: термостабилизация и термокомпенсация.
Назначение источников (генераторов) стабильного тока ГСТ обеспечение постоянного тока в заданном диапазоне нагрузок или напряжений
на источнике. Основные параметры: номинальный ток J внутреннее сопротивление Ri максимальное сопротивление нагрузки Rн диапазон рабочих напряженийUJ.
Для построения источников постоянного тока применяют биполярные и полевые транзисторы в режиме покоя. При этом используется слабая
зависимость тока коллектора от напряжения на коллекторе или тока стока
от напряжения на канале в режиме перекрытия канала.
Рис.2.41. Биполярный транзистор в схеме ОБ в качестве ГСТ
Ток источника (рис.2. 41)
Рис.2.42. Биполярный транзистор в схеме ОЭ в качестве ГСТ
Для формирования источника тока на биполярном транзисторе возможны 3 известные схемы формирования режима покоя.
а) Фиксированный ток базы
Рис.2.43.Схема с фиксированным током базы
Расчетные соотношения
Основной недостаток – влияние - неточность и нестабильность.
б) Фиксированный потенциал базы.
Рис.2.44. Схема с фиксированным потенциалом базы
Порядок расчета приведен ниже:
I ДЕЛ I ОБ I ДЕЛ I ОБ
Недостатки - сильная зависимость тока от температуры через U ОБЭ .
в) Наиболее распространены ГСТ с эмиттерной стабилизацией
Рис.2.45. ГСТ с эмиттерной стабилизацией
IДЕЛ>>IОБ I ДЕЛ R1 U ОБЭ I ОЭ Rэ
U ОБ R2 I ДЕЛ I ОБ E R1 I ДЕЛ I ДЕЛ
Не влияет и его разброс.
Ослаблено влияние U ОБЭ .
г) Для повышения точности и стабильности кроме термостабилизации с
помощью резистора Rэ применяют термокомпенсацию.
Рис.2.46. ГСТ с термокомпенсацией
I ДЕЛ R1 ( Uпр U ОБЭ )
19. Источники стабильного тока на дискретных полевых
Часто из-за простоты реализации источники тока выполняют на полевых транзисторах.
В этом случае при UОЗИ=0 J=IСНАЧ.
Для повышения стабильности и возможности более точной установки величины тока применяют схемы c автосмещением.
Рис.2.49. ГСТ на ПТ с автосмещением
Требуемый ток канала и нагрузки устанавливается с помощью дополнительного резистора Rи.
Рис.2.50. Точка покоя на стокзатворной ВАХ.
20. Применение ГСТ. Усилитель на биполярном транзисторе в схеме
включения с общим эмиттером с динамической нагрузкой
Под динамической нагрузкой понимается источник тока с большим
дифференциальным сопротивлением Ri в цепи коллектора.
Рис.2.51. Усилитель ОЭ с динамической нагрузкой
По постоянному току транзистор нагружен на ГСТ СЛН горизонтальная прямая. На переменном токе или для приращений ДЛН задается
сопротивлением нагрузки так как
Так как Ri>>Rк коэффициент усиления может быть увеличен в десятки-сотни раз теоретически до 104.
Рис.2.52. Линии нагрузки усилителя ОЭ с динамической нагрузкой
Большое усиление реализуется только в режиме х.х. Недостаток
схемы большое выходное сопротивление.
Для нейтрализации влияния Rн усилитель с динамической нагрузкой
как правило дополняется эмиттерным повторителем.
Сложность реализации усилителя с динамической нагрузкой заключается в необходимости выполнения очень точного равенства тока покоя
усилительного транзистора и тока ГСТ который также выполняется на
Рис.2.53. Точка покоя усилителя ОЭ с динамической нагрузкой
Из-за большого сопротивления в коллекторе доже очень малая погрешность тока приводит к недопустимой погрешности по напряжению
покоя. Например Iок=5 мА J =51 мА. I=01 мА. При Ri=100 кОм погрешность напряжения U=I Ri =01103105=10В. Транзисторы выходят
из активного режима.
Рис.2.54. Сдвиг точки покоя усилителя ОЭ с динамической нагрузкой
Для стабилизации режима покоя обычно применяют коллекторную стабилизацию по напряжению Uкэ .
Рис.2.55. Коллекторная стабилизация усилителя ОЭ
Благодаря большому усилению схема ОЭ с динамической нагрузкой
широко применяется в микроэлектронике при реализации усилителей постоянного тока с большим коэффициентом усиления –ОУ.
21. Эмиттерный повторитель с динамической нагрузкой
Рис. 2.56. Эмиттерный повторитель с динамической нагрузкой
Применение ГСТ увеличивает входное сопротивление
При увеличении практически входное сопротивление ограничено
сопротивлением коллекторного перехода.
Так как Ri превышает выходное сопротивление в 103104 раз то легко обеспечить Кuxx=0999. Одновременно так как Ri >> Rн то Кi=1+
что невозможно получить при соизмеримых Rэ и Rн.
22. Параметрический стабилизатор напряжения с источником стабильного тока
Применение ГСТ позволяет многократно увеличить коэффициент
Рис.2.57. Параметрический стабилизатор напряжения с источником
Практические схемы позволяют получить КСТ >100. Для уменьшения влияния нагрузки такие схемы применяют как правило с эмиттерным
23. Эффект Миллера в инвертирующих усилителях. Способы снижения влияния эффекта Миллера на АЧХ. Схемы с уменьшенной проходной емкостью – каскод и каскад с эмиттерной связью.
В области высших частот сопротивление генератора сигнала и входная емкость усилителя образуют ФНЧ параметры которого ограничивают
Входные емкости усилителя
Сэ –диффузионная емкость прямосмещенного эмиттерного перехода
Ск – барьерная ёмкость обратносмещенного коллекторного перехода. Так
как эта емкость между входом и выходом то она имеет название проходная емкость.
Определим емкостной входной ток
Эффект Миллераэто увеличение влияния проходной ёмкости в
Рис.2.59. Эффект Миллера
Вследствие эффекта Миллера верхняя частота усилителя обратно
пропорциональна коэффициенту усиления
Для нейтрализации эффекта Миллера применяют схемы включения
Каскодный усилитель усилитель содержащий два активных элемента первый из которых включен по схеме с общим эмиттером (истоком
катодом) а второй — по схеме с общей базой (затвором сеткой). Название
схемы произошло от словосочетания «КАСКад через катОД» (англ.
CASCade to cathODE").
Рис. 2.60. Схема ОЭ-ОБ
Рис. 2. 62. Потенциальная диаграмма каскода
В такой схеме отсутствует связь между входом и выходом через
ёмкость Ск1. Первый транзистор нагружен на прямосмещенный эмиттерный переход второго транзистора.
K 1 K 1ЭКВ 1 11Б 2 1
KU K U 1 KU 2 1 11Б 2 2 K 1 2 K
С К 1( U ВХ КU 1 U ВХ ) С К 1( 1 КU 1 ) U ВХ
Емкость коллектора VT1 находится под малым напряжением. В
электровакуумной технологии каскоду соответствует тетрод. Полевые
двухзатворные МДПтранзисторы также обладают свойством каскода.
Второй основной метод нейтрализации эффекта Миллера каскад с
эмиттерной связью ОКОБ.
Схема включения ОКОБ
В этом случае коллектор первого транзистора заземлен непосредственно или через источник питания с низким внутренним сопротивлением.
Каскад с эмиттерной связью
h11Э1 ( 1 1 )h11Б h11Б1 h11Б 2 2
KU K U 1 KU 2 2 K K UOЭ КUOБ
С точки зрения нейтрализации проходной ёмкости эта схема более
эффективна чем каскод. Недостаток - меньшее в 2 раза усиление по напряжению.
УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
1. Усилитель на полевом транзисторе в схеме включения с общим истоком. Методы задания точки покоя схемы с автосмещением.
Статическая и динамическая линии нагрузки временные диаграммы
Усилители на полевых транзисторах (ПТ) применяются как правило
при работе с высокоомными источниками сигнала. Для формирования режима покоя наибольшее распространение получили схемы с автоматическим смещением (рис. 3.1) аналогичные по свойствам схемам с эмиттерной стабилизацией тока покоя.
Рис. 3.1. Усилитель на ПТ в схеме ОИ
Резистор RЗ обеспечивает нулевой потенциал на затворе UОЗ = IОЗRЗ0.
Ток покоя IОС определяется сопротивлением RИ. Напряжения и токи в режиме покоя показаны на рис. 3.2 и связаны соотношениями:
ЕС = IОИRИ + IОСRС + UОСИ = IОC(RИ + RС) + UОСИ.
Рис. 3.2. Статика усилителя ПТ ОИ
Для определения RИ необходимо знать координаты [UОЗИ; IОС] точки
покоя на сток-затворной ВАХ:
Рис. 3.3. Положение точки покоя на сток-затворной ВАХ ПТ
Точность задания режима покоя ограничена погрешностью (разбросом) имеющейся справочной осредненной ВАХ данного типа ПТ. При
RИ=0 UОЗИ = 0 ток покоя равен начальному IОС =IС НАЧ (рис. 3.3). Недостатком такого режима является значительная неопределенность точки покоя
из-за отклонения начальных токов ПТ от номинального. Достоинство -
максимальная крутизна транзистора и следовательно максимальное усиление по напряжению.
Точность и стабильность режима покоя увеличивается с ростом RИ.
Чтобы сохранить требуемое значение IОС и скомпенсировать дополнительное падение напряжения IОСRИ на затвор подается соответствующее
смещение через резистор R1. Потенциал на затворе определяется делителем R1-RЗ
Увеличение напряжения UОЗИ позволяет увеличить значение IОCRИ и
стабильность точки покоя но требует соответствующего увеличения напряжения питания ЕС. Поэтому задаются значением UОЗ=(0.10.3)ЕС. Стабилизирующее действие резистора RИ аналогично действию RЭ в схемах
эмиттерной стабилизации. Например увеличение тока покоя IОС на величину +IОС под действием температуры разброса параметров и других
факторов вызывает приращение напряжения +UОИ = IОСRИ и при постоянном UОЗ противоположное по знаку приращение UОЗИ = +UОИ.
Меньшему напряжению UОЗИ соответствует меньший ток IОС и результирующее изменение IОС значительно меньше чем в случае отсутствия отрицательной обратной связи по току (RИ = 0). Эффективность стабилизации режима покоя можно приближенно оценить по соотношению RИ и 1S
где S - крутизна ПТ. В практических схемах достаточно RИS=25.
Статическая линия нагрузки (СЛН) описывается уравнением (3.5).
Конденсатор СИ исключает действие отрицательной обратной связи на переменном токе для получения требуемого усиления по напряжению.
На переменном токе нагрузкой транзистора является эквивалентный
Статическая и динамическая ЛН на стоковых ВАХ ПТ и диаграммы
тока стока и напряжения на стоке показаны на рис. 3.4.
Динамическая линия нагрузки (ДЛН) проходит через точку покоя
О[UОСИ; IОC] и точку с координатами [UА;0] где
Рис. 3.4. Выходные ВАХ ПТ и линии нагрузки
2. Малосигнальные схемы замещения усилителя ОИ. Параметры.
Для анализа параметров на переменном токе применяют малосигнальную схему замещения усилителя ОИПТ - рис. 3.5.
Сопротивления разделительных С1 С2 и блокировочного СИ конденсаторов на переменном токе в области средних и высших частот близки к
нулю. Межэлектродные конденсаторы CЗИ СЗС и CСИ учитываются в области высших частот.
Входное сопротивление усилителя определяется сопротивлением RЗ.
При наличии дополнительного резистора в цепи затвора R1
Сопротивления RЗ и R1 выбираются из условия RВХ >> RГ.
Рис. 3.5. Малосигнальная схема замещения усилителя ПТ ОИ
По знаку коэффициента усиления усилитель на ПТОИ является инвертирующим. Коэффициент усиления по напряжению в режиме холостого хода на выходе (без учета знака)
Упрощенный расчет дает достаточно точные результаты при RC Ri.
Для соизмеримых значений сопротивлений Ri и RC
По аналогии с "ламповым уравнением" коэффициент =SRi называется коэффициентом усиления транзистора и имеет смысл потенциального
максимально возможного усиления на данном транзисторе при RC .
При RН коэффициент усиления по напряжению
Сквозной коэффициент усиления по напряжению при работе от высокоомного источника сигнала с учетом уравнения
S Ri RCН U ВХ К UХХ U ВЫХ
Усилители на ПТ имеют как правило меньшее усиление по напряжению чем на биполярных так как последние обладают большей эквивалентной крутизной. Вместе с тем благодаря существенно большим значениям RВХ усилители на ПТ позволяют реализовать коэффициент UВХ 1
при RГ до сотен килоом и получить больший коэффициент КЕ.
В области высоких частот необходимо учитывать емкостной входной
ток равный сумме токов емкости СЗИ и проходной емкости СЗС:
ICВХ = j СЗИ UВХ + j СЗС [UВХUВЫХ] = j СЗИ UВХ + j СЗСUВХ(1+КU)=
= j [СЗИ +СЗС (1+КU)]UВХ = j СВХ UВХ
где СВХ = СЗИ +СЗС (1+КU) - эквивалентная входная емкость.
Значительное влияние проходной емкости при КU>>1 (эффект Миллера) особенно проявляется в усилителях на ПТ работающих при больших
RГ уменьшая верхнюю граничную частоту.
3. Истоковый повторитель. Статическая и динамическая
линии нагрузки. Временные диаграммы сигналов.
Свойства истокового повторителя напряжения в целом близки к свойствам схем ОК (эмиттерный повторитель) и ОА (катодный повторитель).
Сигнал подается на затвор и снимается с истока сток по переменному току
заземлен через источник питания ЕС с малым внутренним сопротивлением.
На резисторе RИ при протекании через него тока стока выделяется выходное напряжение. Схема стабилизации режима покоя (схема с автосмещением) аналогична схеме ОИ с той лишь разницей что падение напряжения
RИIОС соизмеримо с ЕС в результате чего режим покоя повторителя наиболее стабилен.
Рис. 3.6. Истоковый повторитель напряжения
Потенциал на затворе для получения максимальной амплитуды сигнала выбирают из условия UОЗ IОСRИ 0.5ЕС. При этом точка покоя делит
СЛН пополам. По постоянному току
=U ОЗИ U ОИ U ОЗИ I ОС RИ I ОС RИ
Статическая линия нагрузки (СЛН) описывается уравнением:
и проходит через точки [ЕС; 0] [0; ЕСRИ] и [UОСИ ;IОC].
Рис. 3.7. Выходные ВАХ ПТ и линии нагрузки истокового повторителя
О[UОСИ;IОC] и точку с координатами [UА;0] где
В режиме холостого хода на выходе RИН = RИ UА = ЕС ДЛН совпадает со статической ЛН.
4. Малосигнальная схема замещения истокового повторителя.
На переменном токе малосигнальная схема замещения:
Рис. 3.8. Малосигнальная схема замещения истокового повторителя
Как и для усилителя ПТОИ сопротивления разделительных конденсаторов С1 С2 в области средних и высших частот близки к нулю а межэлектродные емкости CЗИ СЗС и CСИ учитываются в области высших частот.
Входное сопротивление определяется эквивалентным сопротивлением
делителя напряжения формирующего UОЗ.
Знак коэффициента передачи по напряжению повторителя положителен так как при положительной полуволне сигнала генератора увеличиваются напряжение на затворе UЗИ и ток стока вызывая увеличение напряжения на RИ.
В схеме истокового повторителя зависимый источник тока управляется разностью напряжений
Выходное напряжение и коэффициент передачи по напряжению на
основании схемы замещения
U ВЫХ SU ЗИ Ri RИН =S Ri RИН (U ВХ U ВЫХ )
Коэффициент передачи по напряжению в режиме холостого хода получим заменой RИН RИ:
Сквозной коэффициент передачи с учетом внутреннего сопротивления источника сигнала
Управляющий сигнал UЗИ в схеме повторителя равен разности UВХUВЫХ. Поэтому находит применение схема замещения с зависимым источником напряжения управляемым непосредственно напряжением UВХ.
Рис. 3.9. Преобразование зависимого источника тока в источник ЭДС
U ВЫХХХ S U ЗИ Ri SRi ( U ВХ U ВЫХХХ )
I ВЫХКЗ SU ЗИ S( U ВХ U ВЫХКЗ ) SU ВХ
Параметры эквивалентной схемы
После преобразования зависимого источника получим схему замещения истокового повторителя - рис.3.10.
Сквозной коэффициент передачи для полученной схемы
Подставляя в (3.31) RГ = 0 получим
В режиме холостого хода (при RН=)
Рис. 3.10. Малосигнальная схема замещения истокового повторителя
с источником ЭДС управляемым напряжением UВХ
Выходное сопротивление RВЫХ:
В области высоких частот емкостной входной ток равный сумме токов
емкости СЗС и проходной емкости СЗИ:
ICВХ = j СЗС UВХ + j СЗИ [UВХ UВЫХ] =
= j СЗСUВХ + j СЗИUВХ(1КU)=
= j [СЗС + СЗИ (1КU)]UВХ = j СВХ UВХ
где СВХ = СЗС +СЗИ (1КU) - эквивалентная входная емкость
Так как коэффициент КU 1 то влияние проходной емкости минимально и истоковый повторитель имеет наибольшую верхнюю частоту.
Большое входное и сравнительно низкое выходное сопротивление а
также частичная нейтрализация проходной емкости определяют области
применения истокового повторителя: согласование высокоомного источника сигнала (напряжения) с низкоомной и емкостной нагрузкой.
Усилителями мощности (УМ) называют электронные усилители выходная мощность которых сравнима с мощностью потребляемой от источника питания. Усилители мощности являются выходными каскадами
многокаскадных усилителей и предназначены для генерирования заданной
мощности РН в нагрузке RН.
УМ работают в режиме больших сигналов поэтому при их проектировании основное внимание уделяется энергетическим показателям РН
1. Классификация усилителей мощности
Усилители мощности делятся на классы в зависимости от угла отсечки тока активного прибора.
Угол отсечки равен части периода сигнала в течение которой
(части периода) через активный прибор протекает ток.
Основные классы: А В С D E.
Класс А. Для усилителей класса А угол отсечки равен 1800 (36002). Ток
Рис. 4.1. Ток транзистора в классе А
Класс В. Угол отсечки : ОТС 90 Iок=0
Рис. 4.2. Ток транзистора в классе В
Класс АВ. Угол отсечки : ОТС 90 Iок>0
Рис. 4.3. Ток транзистора в классе АВ
Класс С. Угол отсечки : ОТС 90 Iок=0
Рис. 4.4. Ток транзистора в классе С
В классе А транзистор находится в активном режиме весь период
сигнала в классе В Т в активном режиме Т – в отсечке. Класс А
обладает минимальными искажениями. Класс В формирует только «половину» сигнала поэтому обычно усилители класса В выполняют по двухтактной схеме: два транзистора поочерёдно работают на общую нагрузку.
Класс С обладает максимальными искажением синусоидального сигнала
поэтому класс С применяют в резонансных схемах. Пример: выходной
каскад передатчика с нагрузкой в виде резонатора-антенны.
Класс АВ сочетает преимущества класса А по малым нелинейным
искажениям и класс В по высокому КПД.
Рис. 4.4. Положение точки покоя на входной ВАХ
Рис. 4.5. Положение точки покоя на линии нагрузки
Класс Д – ключевой режим работы активного прибора.
Класс Е –усилитель со следящим питанием.
2. Усилитель мощности класса А
Рис. 4.7. Усилитель мощности класса А
Рис. 4.8. Линии нагрузки усилителя мощности класса А
Рис. 4.9. Временные диаграммы сигналов усилителя мощности класса А
U K ( t ) U OKЭ U Km sin t
I K ( t ) I OK I Km sin t I OK
амплитуда напряжения
Находим экстремум мощности:
dPH E K2 RН RК 2 RH RK RH E K2 RK RH
RН=RК – условие максимальной мощности на нагрузке известный режим
согласованной нагрузки.
Потребляемая мощность
PO E K I OK KM sin t dt E K I OK const [f(Uнm)].
Средняя за период потребляемая усилителем класса А мощность постоянна и не зависит от величины сигнала. Pо определяется только режимом покоя.
PK U K ( t ) I K ( t )dt U OKЭ U Km sin t I OK I Km sin t dt
Максимальная мощность коллектора соответствующая режиму покоя:
PK .MAX POK I OK U OKЭ I OK K O
Мощность на резисторе Rк
PRK U RK ( t ) I RK ( t )dt U ORK U Km sin t I OK I RКm sin t dt
Статическая мощность
PORK U ORK I OK ( E K U OKЭ ) I OK
Мощность переменного тока
PO E K I OK PK PH PRK
I OK Km Km K OK Km E K I OK
Рис. 4.10. Баланс мощностей
Достоинством класса А является низкое значение коэффициента
гармоник по сравнению с другими классами причем чем меньше амплитуды сигналов по сравнению с током покоя и соответственно. меньше
КПД тем меньше искажения сигнала из-за низких энергетических параметров рассмотренные УМ класса А находят применение в качестве микромощных УМ с выходной мощностью до нескольких десятков милливатт.
Эмиттерный повторитель наряду с одинаковым со схемой 0Э КПД вносит
примерно на порядок меньшие искажения вследствие глубокой отрицательной обратной связи.
3. Усилители мощности класса А с динамической нагрузкой
Схемы усилителей показаны на рис. 4.11. Ток покоя I 0 замыкается
через источник тока а переменная составляющая тока транзистора протекает в нагрузку. Так как ток I 0 не изменяется при изменении напряжения
на коллекторе (эмиттере) транзистора то статическая линия нагрузки про-
ходит через т. 0 параллельно оси напряжений (рис. 4.12). Реальная статическая ЛН имеет конечный наклон обусловленный совместным влиянием
выходной проводимости h22Э усилительного транзистора и выходной проводимости источника тока.
Рис. 4.11. Усилители класса А с динамической нагрузкой
Рис. 4.12. Линии нагрузки и диаграммы сигналов для УМ класса А с
динамической нагрузкой
Энергетические параметры:
Эмиттерный повторитель
Pн 0.25 I oк Eк 0.25 P0
Pн 0.5 I oэ E 0.25 P0
Чаще применяют схему эмиттерного повторителя с источником тока в которой не возникает проблем со стабилизацией точки покоя. В схеме
ОЭ необходима высокая точность согласования тока покоя транзистора
I 0 К и тока источника I 0 . Для стабилизации режима покоя обычно в связи
с этим применяют обратную связь по постоянному напряжению UОКЭ.
4.Трансформаторные и дроссельные усилители мощности класса А
Согласующие трансформаторы обеспечивают оптимальное использование транзистора по току и напряжению и позволяют повысить КПД.
Рис. 4.13. Трансформаторный усилитель мощности класса А
По постоянному току транзистор нагружен на сопротивление r1 первичной обмотки трансформатора. Напряжение покоя ввиду малости сопротивления r1
U окэ Е к I ок r1 Eк
Статическая линия нагрузки проходит параллельно оси токов а координаты т. 0 [ Eк I ok ] .
По переменному току транзистор нагружен на сопротивление
RH ' r1 ( RH r2 ) n2 RH n2
- коэффициент трансформации.
Рис. 4.14. Линии нагрузки трансформаторного УМ класса А
Для получения максимальной амплитуды напряжения
при максимальной амплитуде тока
необходимо выполнять равенства
Мощность на первичной обмотке трансформатора
P1 0.5 U km I km 0.5 I ok E k
Мощность на нагрузке (вторичная обмотка) в случае идеального
P2 Pн 0.5 U нm I нm 0.5 n U km I km n P1 0.5 I ok Ek
Потребляемая мощность P0 E k I ok
Pн тр P1 и трансформаторный УМ класса имеет КПД 0. 5 тр
что соответствует 40-45%.
Требования к транзистору
Pкмакс E k I ok P0 2 Pн тр
Достоинства трансформаторных УМ :
Максимальный КПД в классе А.
Оптимальное использование транзистора по току и напряжению путём
подбора коэффициента трансформации при заданном сопротивлении нагрузки.
Гальваническое разделения источника сигнала и нагрузки.
Высокие габариты вес и себестоимость особенно для низкочастотных
УМ сигналов низкой частоты;
Нетехнологичность невозможность интегрального исполнения;
Наличие постоянной намагничивающей силы вследствие протекания
тока покоя через первичную обмотку трансформатора.
Последний недостаток исключается в дроссельных УМ класса А.
15. Дроссельные усилители мощности класса А
5.Усилители мощности класса В
В режиме B точка покоя соответствует закрытому состоянию транзистора и находится в области отсечки на границе с активной областью.
Рис. 4.16. Временные диаграммы сигналов на входе и выходе транзистора в классе B.
Входной ток покоя I об 0 а на выходных ВАХ координаты точки
покоя О [ I ОК I КО 0;U ОК E К ] . При подаче сигнала на базу на коллекторе формируется одна полуволна тока и напряжения. Для получения на
нагрузке синусоидального напряжения УМ класса В выполняют двухтактными - два транзистора поочередно формируют выходное напряжение по-
ловину периода находясь в режиме отсечки коллекторного тока. Угол отсечки для класса В ОТС 90 .
УМ класса В выполняют по трансформаторной и без трансформаторной схемам. Наиболее распространена схема бестрансформаторного
двухтактного УМ класса В на комплементарных транзисторах (с дополнительной симметрией) работающих в режиме эмиттерных повторителей
напряжения на общую нагрузку.
Рис. 4.17. Двухтактный усилитель мощности класса В
Рис. 4.18. Линии нагрузки двухтактного усилителя
Положительная полуволна напряжения на нагрузку при подаче на
вход сигнала формируется транзистором VT1 n-p-n -типа а отрицательная
- транзистором VT2 p-n-р -типа. При отсутствии сигнала оба транзистора
закрыты потребляемая мощность равна нулю.
Потребляемая мощность при наличии сигнала
P01 EI k ( t )dt EI km sin tdt
Из-за остаточного напряжения на транзисторах UнmЕ обычно
Uнm=ЕU=E(2-3)В =05065.
Типовая зависимость КПД от амплитуды сигнала показана на
Мощность на коллекторе определим через баланс мощностей
PO PK 1 PK 2 PН 2 PK PН
РК - немонотонная функция имеет экстремум
Максимальная мощность на коллекторе
Рис.4.19. Типовая зависимость КПД от амплитуды сигнала
Рис.4.20. Энергетические параметры УМ класса В.
Требование к предельным параметрам оконечных транзисторов
6. Двухтактные усилители класса В на составных транзисторах. Варианты схем усилителей
Коэффициент усиления по напряжению выходного каскада по схеме
рис. 4.17 менее единицы поэтому усиление по мощности
Как правило для реализации требуемого коэффициента усиления по
току и мощности применяют составные транзисторы.
Рис. 4.21. Выходной каскад на составных транзисторах.
VT2 VT4 – оконечные транзисторы
VT1 VT3 – предоконечные транзисторы.
Коэффициенты усиления КU1 Ki 1 2 Ki 3 4
Шунтирующие резисторы включенные параллельно эмиттерным
переходам оконечных транзисторов предотвращают режим обрыва базы
выходных транзисторов при запирании предоконечных транзисторов и выбираются из условия
Uотп04-055 В-напряжение отпирания оконечных транзисторов.
Рис. 4.22. Защита выходных транзисторов от обрыва базы.
Требование к предельным параметрам предоконечных транзисторов
Для двухтактных усилителей выпускаются комплементарные транзисторы со сходными параметрами: КТ814-815 КТ816-817 КТ818-819
КТ854-855 КТ825-827 КТ972-973 КТ9180-9181 и др.
При отсутствии удовлетворяющих требуемым параметрам мощных
выходных p-n-p транзисторов применяют квазикомплементарный эмит-
терный повторитель – где маломощный p-n-p транзистор VT2 и мощный
n-p-n VT4 образуют мощный составной p-n-p транзистор.
Рис. 4.23. Квазикомплементарный двухтактный эмиттерный
Для управления однотипными выходными транзисторами применяют фазоинверсный каскад на транзисторе VT1
Рис. 4.24. Фазоинверсный каскад
Коэффициенты усиления по напряжению для положительной и отрицательной полуволн сигнала
h11Э1 1 1 R Э h11Э3 h11Э 2 1 2 R Н
h11Э1 1 1 R Э h11Э 3
В двухтактных схемах класса В с усилением по напряжению используют включение транзисторов ОБ ОЭ.
Рис. 4.25. Двухтактный УМ класса В с усилением по напряжению.
Параметры этой схемы
Рис. 4.26. Двухтактный УМ В с изолированным источником питания
В схеме изолированным источником питания усиление по напряжению
Мостовые схемы применяются при ограниченном напряжении питания и позволяют увеличивать в 2 раза амплитуду напряжения и в 4 раза
мощность на нагрузке по сравнению с типовыми схемами.
Рис. 4.27. Мостовой двухтактный УМ В
Трансформаторные УМ позволяют увеличить ток или напряжение на
Рис. 4.28. Транформаторный двухтактный УМ В
Все рассмотренные схемы обладают одинаковыми энергетическими
характеристиками могут быть выполнены на составных транзисторах и
всем им характерен основной недостаток УМ класса В –переходные искажения сигнала.
Зона нечувствительности
Рис. 4.29. Переходные искажения двухтактных УМ В
7. Двухтактные усилители мощности класса АВ
В усилителях класса АВ путем вывода точек покоя в активный режим исключается зона нечувствительности и уменьшается влияние нелинейности входной ВАХ на начальном участке. Для этого на входе УМ
применяют цепи смещения с напряжением ЕСМ= UОБЭ UОТП.
Рис. 4.30. Уменьшение переходных искажений двухтактных УМ
Ток покоя транзистора IОК=IОКБ выбирают из условия
IОК=(0.0010.01)Iкm или IОК=550мА. Чем больше ток покоя тем меньше
искажения но меньше КПД.
Рис. 4.31. Линии нагрузки для класса АВ
Потребляемая мощность в классе АВ
Требования к предельным параметрам оконечных транзисторов
Достоинства класса АВ: экономичность класса В и малые нелинейные искажения класса А.
8. Схемотехника УМ класса АВ
Наиболее просто источники ЕСМ реализуются в виде параметрических стабилизаторов. Т.к. ЕСМUОТП0.40.5 В. то применяют прямосмещенные р-n - переходы (диоды) или стабилитроны (стабисторы). Резисторы R1=R2 обеспечивают промой ток диодов чтобы исключить их запирание переменным напряжением UВХUН а прямое напряжение напряжение
на диодах должно удовлетворять условию UПР =ЕСМ. Если применены составные транзистора то соответственно увеличивается число отпирающих
диодов в цепи смещения.
Рис. 4.32. УМ класса АВ
Чтобы исключить влияние сравнительно низкоомных резисторов на
Rвх УМ вместо резисторов применяют источники тока.
Рис. 4.33. УМ класса АВ с источниками тока
Величина тока источников выбирается из условия
IОIПР+IБm= IПР +IНmМИН
где МИН - минимальный коэффициент усиления по току выходных
транзисторов. Для составных транзисторов учитывается произведение коэффициентов.
Из-за сложности подбора диодов с требуемыми напряжениями
UПР=ЕСМ в высококачественных усилителях класса АB применяют схемы с
регулируемым ЕСМ. В качестве цепей формировавния ЕСМ применяют
транзистор с коллекторной стабилизацией напряжения покоя. В таком
включении напряжение ЕСМ=UКЭ=f(UБЭ) аUЭБ слабо зависит от тока коллектора и следовательно от сигнала UВХ.
Ориентировочно требуемое напряжение смещения находят
где n число оконечных и предоконечных транзисторов УМ в классе АВ
UОБЭ –напряжения покоя (класс АВ) или отпирания (класс В).
Рис. 4.34. Цепь смещения УМ класса АВ
Расчет традиционный:
IДЕЛ=ЕСМ(R1+R2) >>IОБ=IО
Требования к транзистору цепи смещения
Так как параметры транзисторов имеют разброс предусмотрена регулировка ЕСМ с помощью подстроечного резистора R2 рис. 4.35. Кроме
того для стабилизации режима покоя в УМ-АВ также применяют эмиттерную стабилизацию резисторы R3 и R4. Термотабилизации часто необходима так как оконечные транзисторы рассеивают значительную мощность.
Для сохранения приемлимых значений КПД (05-06) необходимо
выдерживать R301RН в противном случае на R3 выделяется заметная по
сравнению с РН мощность.
Рис. 4.35. УМ класса АВ с регулируемой цепью смещения и эмиттерной стабилизацией точки покоя
Все рассмотренные варианты двухтактных схем класса В путем дополнения их цепью смещения переводятся в класс АВ.
Типовая схема выходного каскада класса АВ приведена на рисунке 4.36.
Составные транзисторы VT2-VT4 и VT3-VT5 (схема Дарлингтона) образуют комплементарный эмиттерный повторитель. Цепь
смещения содержащая источники тока Io и транзистор VT1 обеспечивают класс АВ выходных транзисторов.
Рис. 4.36. Типовая схема выходного каскада
При отсутствии удовлетворяющих требуемым параметрам мощных p-n-p транзисторов VT5 применяют квазикомплементарный
эмиттерный повторитель – рис. 4.37. Маломощный p-n-p транзистор
VT2 и мощный n-p-n VT4 образуют мощный составной p-n-p транзистор.
Рис. 4.37 Выходной каскад на квазикомплементарных транзисторах
Достоинством составных транзисторов на разнотипных транзисторах является естественная компенсация зоны нечувствительности:
предоконечные транзисторы являются одновременно элементами цепи смещения. Достоинство схемы состоит также в хороших частотных свойствах и малых фазовых искажениях.
Рис. 4.38. Выходной каскад на разнотипных составных транзисторах
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ И ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
1. Усилители постоянного тока (УПТ). Стабильность точки покоя.
В УПТ исключено применение разделительных и блокировочных
конденсаторов. Основная проблема УПТ – температурная стабильность.
Рассмотрим усилитель ОЭ.
Типовые параметры и сигналы:
RК=1 кОм h21Э = 100 h11Э=1 кОм.
KU K 100 UВХ=10 мВ UВЫХ=1 В.
Предположим что температура изменилась на Т= 5 С0 . Температурный коэффициент прямого напряжения на кремниевом p-n-переходе
составляет Т=2мВград.
UБЭ=ТТ=(2мВград) (5 град)= 10 мВ
UВЫХ(Т)= UБЭКU = 1 В
Невозможно различить сигнал и помеху в виде изменения температуры.
Для нейтрализации температурной нестабильности применяют балансные схемы.
В балансных схемах температурный дрейф UБЭ двух одинаковых
транзисторов одинаково усиливается и нейтрализуется при симметричном
выходе – нагрузка включена между коллекторами.
U ВЫХ U К 1 U К 2 U ОК 1 U ВХ К U U ОК 1
U ВХ К U ( U ОК 1 U ОК 2 ) U ВХ К U
Балансные схемы реализуются как для рассмотренного включения
ОЭ так и во всех других: ОБ ОК ОИ ОС.
Рис. 5.2. Балансная схема
Недостаток простой балансной схемы: температурный дрейф усиливается а затем вычитается. Поэтому во-первых при значительных
дрейфах транзисторы могут “выпадать” из активного режима а во вторых компенсация реализуется только при симметричном выходе.
Наиболее полно компенсация погрешностей происходит в ДУ.
2. Дифференциальный усилитель. Расчет по постоянному току.
Свое название усилитель получил благодаря основному свойству
отличающему его от других усилителей: усиливается сигнал равный разности входных напряжений или разностный (дифференциальный) сигнал.
Дифференциальный усилитель имеет два входа. Входные сигналы
U ВХ 1 и U ВХ 2 подаются на базы транзисторов. Эмиттеры через общий резистор R0 подключены к отпирающему эмиттерные переходы источнику напряжения –Еэ. В случае идеальной симметрии плеч одинаковые изменения
токов через транзисторы при изменении температуры или напряжения питания вызывают одинаковые изменения коллекторных напряжений. Выходное напряжение ДУ равное разности коллекторных напряжений при
Рис. 5.3. Дифференциальный усилитель
U ВХ 1U ВХ 2U ОБ1U ОБ 2 0 U ОБЭ1 U ОБЭ 2
E K U ОКБ 1 I ОК 1 R К 1 U ОКБ 2 I ОК 2 R К 2
I О I ОЭ1 I ОЭ 2 2 I ОЭ
E Э U ОБЭ1 I О RО U ОБЭ 2 I О RО
Рис. 5.4. Потенциальная диаграмма ДУ
В исходном состоянии изза неидентичности транзисторов в
первую очередь из за неравенства напряжений UБЭ коллекторные
токи не равны на выходе формируется остаточное «ошибочное» напряжение
U 0 ВЫХ U К 1 U К 2 I OК 1 RК 1 I OК 2 RК 2 .
Для устранения начального смещения на выходе ДУ применяют
операцию балансировки. Коллекторная балансировка осуществляется
с помощью балансировочного резистора RБ в коллекторной цепи
Рис. 5.5. Коллекторная балансировка ДУ
Несимметрия начальных токов коллекторов I К 1 и I К 2 компенсируется дополнительной противоположной несимметрией резисторов RН . В ДУ на дискретных транзисторах значительная (десятки
милливольт) начальная несимметрия плеч часто исключает коллекторную балансировку. В таких ДУ применяют подбор транзисторов
по напряжениям UБЭ или эмиттерную балансировку (стабилизацию):
Рис. 5.6. ДУ с эмиттерной стабилизацией.
Включение последовательно с эмиттерными переходами резисторы RЭ1 и RЭ 2 за счет напряжений I Э1 RЭ1 и I Э 2 RЭ 2 выравнивают токи через транзисторы и балансируют ДУ. Кроме того резисторы Rэ
стабилизируют усиление ДУ на более низком уровне.
3 Дифференциальный и синфазный сигналы
ДУ содержит два входа и два (иногда один) выхода.
Рис. 5.7. Сигналы ДУ
Сигнал подаваемый между входами ДУ называется разностным или дифференциальным сигналом:
Сигнал подаваемый одновременно на оба входа усилителя относительно общей шины называется синфазным сигналом. В качестве синфазного принимают среднее арифметическое значение входных
напряжений (с учетом полярностей или фаз):
U СФ 0 5U ВХ 1 U ВХ 2
Так как потенциалы баз и напряжения на эмиттерных переходах
получают при синфазном сигнале одинаковые (синфазные) приращения то токи через транзисторы изменяются слабо и дифференциальный усилитель не усиливает синфазный сигнал.
Входные сигналы через UД и UСФ можно представить в виде:
U ВХ 2 U СФ 0 5U Д .
Рис. 5.8. Представление сигналов ДУ в виде комбинацииU Д и U СФ
Пример определения входных сигналов ДУ.
U ВХ 1 21В U ВХ 2 =2 В.
Дифференциальный входной сигнал
U Д U ВХ 1 U ВХ 2 =21 2=01 В.
Синфазный входной сигнал
U СФ 0 5U ВХ 1 U ВХ 2 =05(21+2)=2052 В.
U ВХ 1 U СФ 0 5U Д =205+005 В.
U ВХ 2 U СФ 0 5U Д =205–005 В.
По способу снятия выходного сигнала (или способу подключения нагрузки) различают несимметричные выходы — напряжения
снимаются с коллекторов транзисторов относительно общей шины и
симметричный выход — напряжение снимают между коллекторами.
Следовательно при несимметричном выходе
а при симметричном выходе
U ВЫХ U ВЫХ 1 U ВЫХ 2 .
Достоинство симметричного выхода по сравнению с несимметричными наиболее полная реализация основных полезных свойств
ДУ недостаток — незаземленность нагрузки.
ДУ по-разному реагируют на дифференциальный и синфазный
сигналы: имеет различные коэффициенты усиления по дифсигналу
K U и синфазному K СФ различные входные сопротивления RВХ для
дифсигнала и RСФ для синфазного. Анализировать свойства ДУ удобно раздельно по каждому сигналу.
4. Параметры ДУ для дифференциального сигнала: входное сопротивление коэффициент усиления.
Сигнальные токи ДУ при подключению UД показаны на рис. 5.9.
Рис. 5.9. Сигнальные токи ДУ при подключению UД
Для дифференциального сигнала каскад представляет собой два
усилителя на транзисторах с общим эмиттером объединенных резистором RО. Дифсигнал приложенный между входами усилителя при
идентичности транзисторов вызывает примерно одинаковые по модулю изменения напряжений на эмиттерных переходах но противоположные по знаку.напряжений U БЭ вызывает перераспределение токов I К1 и I К 2 сумма которых остается примерно постоянной: I К1 + I К 2 = I 0 . Ток I К 1 увеличивается а I К 2 уменьшается. Перераспределение коллекторных токов приводит к изменению коллекторных напряжений и формированию выходного напряжения. Если за
выход ДУ принять коллектор VT1 то относительно его Вх1 является
инвертирующим а Вх2 — неинвертирующим. Перераспределение токов поясняет рисунок:
Рис. 5.10. Зависимость коллекторных токов от U Д
Линейный диапазон входных сигналов ДУ составляет примерно
±(15÷20) мВ. Большие значения UД приводят к отсечке одного из
транзисторов ток I 0 протекает полностью через второй транзистор и
ДУ не реагирует на изменение дифсигнала.
Для получения параметров дифсигнала преобразуем исходную
схему ДУ в линейную малосигнальную модель путем замены транзисторов их Т образной физической схемой замещения и закорачиванием источников E.
Рис. 5.11. Малосигнальная схема замещения ДУ для дифсигнала
Уравнение для входного контура имеет вид:
U Д I Б1 rБ1 I Э1 rЭ1 I Э 2 rЭ 2 I Б 2 rБ 2 .
Учтем соотношения между точками транзисторов I Э 1 I Б :
U Д I Б1 rБ 1 1 1 I Б1 rЭ1 1 2 I Б 2 rЭ 2 I Б 2 rБ 2 I Б1 h11Э1 I Б 2 h11Э 2 .
и пренебрегая ответвлением в R0 незначительной части тока I Э1 ввиду условия R0 >> rЭ 2 что эквивалентно равенствам I Э1 = I Э 2 и I Б1 = I Б 2
(по модулю) получим значение входного сопротивления для дифсигнала
h11Э1 h11Э 2 2h11Э .
Входные токи дифусилителя:
Выходные напряжения с учетом соотношений I К I Б (при
К К токи генераторов IК=IБ практически полностью замыкаются
U ВЫХ 1 I К 1 RК 1 1 I Б1 RК 1
U ВЫХ 2 I К 2 RК 2 2 I Б 2 RК 2
При идентичных транзисторах и условии RК 1 RК 2 RК
и полный (симметричный) выходной сигнал
U ВЫХ U ВЫХ 1 U ВЫХ 2
Коэффициенты усиления дифсигнала по каждому из выходов
КU 1 и K U 2 и для полного выхода KU
Выходные сопротивления ДУ при несимметричных выходах
RВЫХ 1 RК 1 rК 1* RК 1
RВЫХ 2 RК 2 rК 2* RК 2
а для полного выхода
RВЫХ RК 1 RК 2 2 RК .
Полное усиление эквивалентно усилению усилителя ОЭ и реализуется только при симметричном выходе. При этом недостаток выхода - не заземленность нагрузки. Поэтому нагрузкой часто является
следующий ДУ. Для увеличения Ku применяют динамическую нагрузку: источники тока вместо Rк.
5. Параметры ДУ для синфазного сигнала.
Сигнальные токи ДУ при подключению UСФ показаны на рис. 5.12.
Рис. 5.12. Сигнальные токи ДУ при подключению UСФ
Синфазный сигнал на входе ДУ U СФ вызывает одинаковые приращения эмиттерных токов IЭ1 и IЭ2 которые втекают в цепь резистора R0. При усилении дифсигнала резистор R0 практически не оказывает влияния так как сигнальные токи IЭ1 и IЭ2 вычитаются в точке подключения R0.При синфазном сигнале изза суммирования токов
влияние R0 на параметры ДУ оказывается определяющим. Эффект
сложения сигнальных токов I Э в линейной схеме замещения ДУ учи-
тывают удвоение сопротивления R0. При этом напряжение на резисторе 2R0 при протекании тока одного плеча IЭ в эквивалентной схеме
равно напряжению на реальном сопротивлении R0 при протекании
суммарного тока обоих плеч 2IЭ в исходной схеме:
Рис. 5.13. Схема замещения ДУ для синфазного сигнала.
Входное напряжение U СФ :
U СФ I Б rБ I Э rЭ I Э 2 R0 I Б rБ 1 rЭ 1 2 R0
Входной ток одного транзистора
Входное сопротивление одного плеча для синфазного сигнала
Транзисторы VT1 и VT2 относительно источника U СФ включены параллельно поэтому полный входной ток и входное сопротивление для синфазного сигнала
I СФ I Б1 I Б 2 2 I Б 2
RВХ 1 RВХ 2 05h11Э 1 R0 .
Выходной ток транзистора при условии rК * >> R К
Коэффициент усиления синфазного сигнала для несимметричного выхода
Напряжение на втором выходе UВЫХ2 благодаря симметрии схемы такое же как и на первом поэтому
Симметричное выходное напряжение
U ВЫХ U ВЫХ 1 U ВЫХ 2 0
следовательно идеальный ДУ не пропускает синфазный сигнал:
K СФ K СФ1 К СФ 2 0 .
Практические схемы ДУ характеризуются неравенством
поэтому выражения для синфазных параметров упрощаются:
Для уменьшения коэффициента передачи синфазного сигнала
необходимо увеличить сопротивление R0 поэтому в качественных
ДУ вместо R0 используют источники стабильного тока. В таких схемах RСФ ограничивается сопротивлением коллекторных переходов
6. Анализ дифференциального усилителя при совместном действии дифференциального и синфазного сигналов. Коэффициент
ослабления синфазного сигнала.
Выходные напряжения ДУ при воздействии дифференциального
и синфазного сигналов
U вых1 U Д K u1 U сф K сф1
U вых 2 U Д K u 2 U сф K сф 2
U вых U Д K u U сф K сф
U ВЫХ1 КU1U Д КCФ1U СФ КU1 U Д СФ СФ1 .
Величина К СФ1 КU 1 показывает какая часть U СФ воспринимается и усиливается ДУ как дифсигнал U Д . Обратная величина т. е. отношение коэффициента усиления дифференциального сигнала к коэффициенту усиления синфазного сигнала является важнейшим параметром дифкаскада и называется коэффициентом ослабления синфазного сигнала — КОСС.
Для симметричного выхода идеального ДУ КОСС = . Реальный ДУ имеет конечный КОСС из за неидентичности параметров
плеч. Основное влияние оказывает разброс значений h11Э h21Э = R К
rК * и т. д. Применяют так же логарифмический коэффициент ослабления выраженный в децибелах КОСС
7. Операционные усилители основные параметры и характеристики.
Операционными усилители применяются в схемах с отрицательной обратной связью для выполнения различных операций над
электрическими сигналами. ОУ интегральный усилитель постоянного тока с большим коэффициентом усиления по напряжению.
Большинство современных ОУ имеют дифференциальный вход.
Микросхема ОУ имеет два входа — инвертирующий и неинвертирующий выход и выводы для подключения напряжения питания.
Кроме того в зависимости от типа ОУ имеются дополнительные
внешние выводы для подключения цепей балансировки по постоянному току и коррекции АЧХ.
ОУ содержит несколько усилительных каскадов в том числе
входной ДУ. Основные блоки двухкаскадного ОУ:
ДУ — входной дифференциальный усилитель;
УН — усилитель напряжения;
УМ — выходной усилитель мощности (эмиттерный повторитель).
Рис. 5.14. Структурная схема двухкаскадного ОУ
Приведенная схема называется двухкаскадной по числу каскадов обеспечивающих усиление сигнала по напряжению. Выходной
каскад (повторитель напряжения) усиливает сигнал по току и обеспечивает требуемую мощность на нагрузке.
Рис. 5.15. Модель ОУ
Основные параметры ОУ:
KU коэффициент усиления по напряжению отношение изменения выходного напряжения к вызвавшему его изменению входного дифференциального напряжения при работе на линейном участке амплитудной характеристики.
U СМ [мВ] напряжение смещения на входе дифференциальное входное напряжение при котором напряжение на выходе усилителя равно нулю.
I ВХ [нА мкА] средний входной ток среднеарифметическое
значение токов инвертирующего и неинвертирующего входов ОУ при
нулевом выходном напряжении.
I ВХ [нА] разность входных токов абсолютное значение разности входных токов ОУ при нулевом выходном напряжении.
dU СМ dT [мкВК] температурный дрейф напряжения смещения.
RВХ [МОм] – входное сопротивление – сопротивление по одному из входов ОУ при заземленном втором входе – сопротивление для
входного дифференциального напряжения.
RСФ [Мом] – входное сопротивление для синфазного сигнала –
отношение приращения синфазного входного напряжения к приращению среднего входного тока ОУ.
М СФ [дБ] – коэффициент ослабления синфазного сигнала – выраженный в децибелах логарифм модуля отношения коэффициента
усиления дифсигнала к коэффициенту передачи синфазного сигнала.
f1 [МГц] – частота единичного усиления.
VU[ В мкс ] максимальная скорость нарастания выходного напряжения.
U П [В] – номинальное напряжение питания.
U П МИН U П МАХ [В] – допустимый диапазон напряжений питания.
I П [мА] – потребляемый ток.
U ВХ [В] – максимальное дифференциальное входное напряжение.
U СФ [В] – максимальное синфазное входное напряжение.
U ВЫХ [В] – максимальное выходное напряжение.
I ВЫХ [мА] – максимальный выходной ток.
RН [кОм] – минимальное значение сопротивления нагрузки.
Параметры ОУ относящиеся ко входу определяются свойствами входного дифкаскада. Эквивалентная схема ОУ с учетом источников входных ошибок по постоянному току имеет вид:
Рис. 5.16. Эквивалентная схема ОУ.
Амплитудная характеристика – зависимость выходного напряжения от дифференциального входного напряжения U Д .
Максимальные выходные напряжения U ВЫХ и U ВЫХ по модулю примерно на 2 – 3 В меньше U П и уменьшаются с ростом выходного тока I ВЫХ . Некоторые ОУ имеют защиту от короткого замыкания на выходе – например: К14ОУД7 К153УД2. При уменьшении RН
ниже минимального выходного каскад ОУ переходит в режим ограничения тока – примерно 20 мА.
Коэффициент усиления по напряжению K U определяется как
отношение приращения выходного напряжения U ВЫХ к вызвавшему
его приращению входного дифференциального напряжения UВХ на
линейном участке амплитудной характеристики.
Рис. 5.17. Амплитудная характеристика ОУ
Справочное значение K U соответствует усилению на постоянном токе а его измерение проводят на переменном токе на частоте 10
– 20 Гц чтобы исключить влияние постоянных остаточных входных
величин UСМ I ВХ и др.
Напряжение смещения нуля UСМ это дифференциальное
входное напряжение которое необходимо приложить ко входу чтобы
выходное постоянное напряжение было равно нулю. Причина возникновения UСМ заключается в неидентичности биполярных или полевых транзисторов входного дифкаскада – в первую очередь их напряжений U БЭ или U ЗИ . Нормируется предельное значение напряжения смещения; абсолютная величина UСМ и его полярность для каждого экземпляра ОУ – случайные величины. Поэтому полярность ис140
точника UСМ на эквивалентной схеме а также подключение его к «+»
или « » – входам безразличны.
Входные токи ОУ определяются базовыми токами транзисторов
дифкаскада или токами утечки затворов в случае применения ДУ на
полевых транзисторах. Направления (знаки) входных токов для дифкаскада на биполярных транзисторах для конкретного типа ОУ однозначно определяется типом входных транзисторов.
В практических схемах важна разность входных токов знак которой является случайной величиной поэтому на эквивалентной схеме несущественна и совместная полярность источников IВХ. Кроме
того входные токи дифкаскада часто уменьшают схемотехническими
методами поэтому даже для биполярных транзисторов направления
IВХ и их разности неопределенны а токовые параметры нормируются
по абсолютной величине.
Напряжение смещения UСМ и входные токи IВХ+ и IВХ образуют
статическую погрешность преобразования сигнала – при нулевом
сигнале постоянное напряжения на входе ОУ U 0 и выходе U 0 ВЫХ не
равны нулю. Входное постоянное напряжение ошибки U 0 присутствует на входе ОУ независимо от величины входного сигнала и является приведенной ко входу систематической погрешностью.
Напряжение ошибки можно определить:
где R и R+ эквивалентные сопротивления подключаемые к
инвертирующему ( ) и неинвертирующему (+) входам ОУ.
С помощью балансировки входного дифкаскада влияние напряжения U 0 можно исключить (скомпенсировать). Если резисторы на
входах ОУ такой величины что токовые составляющие погрешности
I ВХ R соизмеримы или превышают U СМ то схему на ОУ симметрируют – обеспечивают равенство R = R+ = R. При равенстве токов IВХ+ и
IВХ токовая погрешность отсутствует. Изза неравенства входных
токов погрешность пропорциональна разности токов:
Балансировка позволяет скомпенсировать входное напряжение
ошибки только для одной температуры при которой балансировка
производилась. При изменении температуры образуется дополнительная погрешность из за температурного дрейфа напряжения смещения dU СМ dT и входных токов (или их разности) пропорциональная изменению температуры.
Рис. 5.18. Определение погрешности U 0 на входе ОУ.
С увеличением частоты усиливаемых сигналов tф уменьшается
причем зависимость К U ( f ) определяется типом ОУ и его цепью коррекции АЧХ. Простейшая эквивалентная схема ОУ описывающая его
частотные свойства содержит идеальный усилитель с бесконечной
полосой пропускания и RC цепочку моделирующую спад коэффициента усиления с увеличением частоты.
Рис. 5.19. Эквивалентная схема ОУ представляющая
его частотную характеристику.
АЧХ К U ( f ) и ФЧХ f в соответствии с эквивалентной схемой:
K U ( f ) KU f ГР f . На частотах превышающих f ГР К U обратнопропорционален частоте. Например при увеличении частоты в 10 раз К U
уменьшается также в 10 раз. На спадающем участке АЧХ справедливо
KU ( f ) f KU f ГР const f1 .
Граничная частота f ГР для ОУ не нормируется а приводится
частота единичного усиления f1 что позволяет рассчитать граничную
и усиление на заданной частоте f
Например если ОУ имеет АЧХ рассматриваемого типа с параметрами KU =100000 и f1 =1 МГц то:
и усиление на частотах 1кГц и 20кГц соответственно
KU f [ дБ ] 20 lg KU f 20 lg K U 20 lg 1
Логарифмическая АЧХ ОУ широкого применения с внутренней
коррекцией имеет вид:
Рис. 5.20. Логарифмическая АЧХ ОУ
При достаточном отклонении частоты от f ГР выражение для
ЛАЧХ упрощается – получают асимптотическую ЛАЧХ.
На частоте f ГР K U ( f ) принимает значение 0707 KU или
уменьшается по сравнению с низкочастотным на 3дБ. Максимальное
отклонение асимптотической ЛАЧХ от исходной характеристики
равно 3дБ на частоте f ГР . На частотах f 05 f ГР и f 2 f ГР отклонение не превышает 1дБ и при удалении от точки f f ГР ЛАЧХ все более приближается к асимптотам.
На спадающем участке ЛАЧХ в 10 раз приводит к уменьшению
KU f на 20 [дБ] поэтому говорят что ЛАЧХ ОУ имеет спад 20
ДБдек или наклон 20 ДБдек.
Асимптотическая ЛАЧХ ОУ (диаграмма Боде) строится с помощью двух отрезков прямых (с наклонами 0 ДБдек и 20 ДБдек)
сопрягаемых на частоте f ГР .
Применение графиков логарифмических АЧХ удобно тем что
при последовательном включении блоков операции умножения коэффициентов усиления заменяются графическим сложением.
Фазочастотная характеристика ОУ с внутренней коррекцией
Рис. 5.21. Фазочастотная характеристика ОУ
На частоте f ГР K U ( f ) принимает значение 0707 K U или
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения VU
характеризует способность ОУ усиливать синусоидальные и импульсные сигналы без исключений. При усилении синусоидальных
сигналов максимальная скорость изменения сигнала dU dt 2fU m .
Условие неискаженной передачи сигнала:
Эта формула позволяет по известным параметрам U m и f сигнала
рассчитать требуемую скорость нарастания V и выбрать ОУ или для
данного ОУ при известном одном параметре (f или U m ) определить
другой параметр при условии неискаженной передачи сигнала:
ОБЩАЯ ТЕОРИЯ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
1. Отрицательная обратная связь в усилителях. Коэффициент передачи системы с отрицательной обратной связью
Обратной связью (ОС) называют подачу части выходного сигнала на вход усилителя. Если сигнал ОС пропорциональный выходному сигналу суммируется с входным и вызывает увеличение сигнала на входе ОУ то такая обратная связь называется положительной.
При вычитании сигнала ОС из входного и уменьшении результирующего сигнала на входе получают отрицательную ОС. Система с обратной связью содержит три основных блока: цепь прямой передачи –
ОУ цепь обратной связи и сумматор выполняющий операции сложения или вычитания:
Рис. 6.1. Усилитель с обратной связью.
Часть выходного напряжения усилителя через цепь обратной
связи с коэффициентом передачи В в виде сигнала обратной связи
U 0 С ВU ВЫХ поступает на вход и вычитается из входного сигнала.
Разностное (дифференциальное) напряжение U Д U ВХ U 0С усиливается усилителем в цепи прямой передачи U ВЫХ K U U Д .
При отсутствии обратной связи (В=0) U 0С = 0 и U Д U ВХ усилитель усиливает непосредственно U ВХ : U ВЫХ K U U ВХ . Для В 0 получим усиление схемы с отрицательной ОС:
U ВЫХ K U U Д K U U ВХ U 0 С K U U ВХ ВU ВЫХ K U U ВХ ВK U U ВЫХ
U ВЫХ ВK U U ВЫХ 1 BK U U ВЫХ K U U ВХ
Глубина обратной связи
Отрицательная ОС уменьшает коэффициент усиления KU в F
При выполнении условия
коэффициент усиления усилителя с отрицательной ОС не зависит от
K U разомкнутого усилителя а определяется параметрами цепи ОС:
Цепь обратной связи может быть выполнена на пассивных
элементах ( R C L ) с точными и стабильными параметрами поэтому
отрицательная ОС обеспечивает точность и стабильность коэффициента усиления при нестабильном K U разомкнутого усилителя.
Коэффициент передачи В цепи ОС выбирают исходя из заданного усиления замкнутого усилителя K причем равенство K 1 B
выполняется тем точнее чем больше K U . Поэтому и требуются ОУ с
коэффициентами усиления K U =10 4 10 6 .
Для оценки влияния K U на K преобразуем
Слагаемое 1 BK U представляет собой относительную погрешность коэффициента K из за конечного значения K U .
Например для получения усиления усилителя с ОС K =100 необходимо выбрать В=001. Если ОУ имеет KU =1000 то реальное усиление
а относительная погрешность
Если KU =100000 то усиление схемы с ОС
2.Типы обратных связей
ООС отрицательная обратная связь сигнал ОС пропорциональный выходному сигналу вычитается из входного и вызывает
уменьшение сигнала на входе усилителя. Применяется в линейных
усилителях и различных функциональных преобразователях.
ПОС положительная обратная связь сигнал ОС пропорциональный выходному сигналу суммируется с входным и вызывает
увеличение сигнала на входе усилителя. Применяется в автогенераторах и формирователях импульсов.
Наличие у ОУ «+» и «–» – входов позволяет реализовать сумматор непосредственно на входе ОУ. Различают два вида сумматоров –
последовательный и параллельный
Рис. 6.2. Последовательный сумматор
В последовательном сумматоре эквивалентные источники сигналов U ВХ U OС U Д относительно друг друга включены последовательно. Сигнал обратной связи подается на инвертирующий вход (отрицательная ОС) а входной сигнал – на неинвертирующий. На дифференциальном входе усилителя выделяется разностный сигнал
U Д U ВХ U OС U ВХ ВU ВЫХ .
В этом случае говорят о последовательной ОС.
Рис. 6.3. Эмиттерный повторитель пример усилителя с последовательной ООС
В параллельном сумматоре источники сигналов U ВХ U ВЫХ и
суммарный сигнал U Д включены параллельно.
Рис. 6.4. Параллельный сумматор
В этой схеме сумматор и цепь ОС совмещены и коэффициент
передачи цепи ОС В равен коэффициенту передачи сумматора с выхода на вход:
Кроме того в параллельном сумматоре входное напряжение
подается на вход ОУ через делитель напряжения образованный резисторами R ВХ и ROС с коэффициентом передачи
На входе усилителя выделяется дифференциальный сигнал
Соответственно схеме передачи выходного сигнала на вход усилителя различают последовательную и параллельную ОС.
Кроме классификации ОС по схеме сложения сигналов на входе
усилителя обратную связь классифицируют по способу формирования сигнала ОС на выходе. Существуют ОС по напряжению и ОС по
току в зависимости от того какому параметру выходного сигнала
(напряжению или току) пропорционален сигнал ОС.
Для схем с ОС по напряжению характерна пропорциональность
сигнала ОС и напряжения на нагрузке U ВЫХ .
Рис. 6.5. Обратная связь по напряжению
Напряжение обратной связи UОС1 формируют с помощью делителя R1 R2 .
В частности если выходное напряжение полностью поступает
на вход усилителя то В=1 и U ОС 2 U ВЫХ имеем 100% ю ОС по напряжению. Эмиттерный повторитель (рис. 6.3) истоковый повторитель примеры 100%ой ООС по напряжению.
В схеме с ОС по току сигнал обратной связи снимается с резистора R 0 включенного последовательно с нагрузкой усилителя.
Рис. 6.5. Обратная связь по току
В этом случае сигнал ОС пропорционален току нагрузки
В целом различают четыре основных типа ОС:
последовательная по напряжению
последовательная по току
параллельная по напряжению
параллельная по току.
Существуют также комбинированная ОС сочетающая на входе
или выходе одновременно два вида связи ОС по мощности.
По месту приложения сигнала обратной связи ОС различают
местную ОС – охватывающую промежуточный каскад многокаскадного усилителя общую ОС – охватывающую весь усилитель.
По типу применяемых в цепи ОС элементов различают линейную и нелинейную обратные связи а по виду АЧХ цепи ОС различают
частотнонезависимую и частотнозависимую обратные связи.
3. Влияние последовательной отрицательной обратной
связи на входное сопротивление усилителя
Свойства схем для удобства рассмотрим на примере ОУ. При
отсутствии ОС (рис. 6.6) входной сигнал приложен между входами
усилителя и входное сопротивление усилителя равно дифференциальному RВХ ОУ:
U Д I ВХ RВХ U ВХ U Д RВХ
В усилителе с последовательной ОС между входами ОУ приложена разность
U Д U ВХ U 0 С U ВХ
поэтому входной ток значительно меньше тока без ОС что эквивалентно увеличению входного сопротивления RВХ ОС по сравнению с
Рис.6.6. Входная цепь усилителя без ОС и с отрицательной
последовательной обратной связью
При наличии ОС справедливы равенства
U 0 С ВU ВЫХ ВK U U Д ВK U I ВХ R ВХ .
Входное сопротивление усилителя с последовательной ОС:
U ВХ U Д U 0С I ВХ R ВХ ВK U I ВХ RВХ
R ВХ 0 С R ВХ 1 ВK U R ВХ F
Последовательная отрицательная обратная связь увеличивает
входное сопротивление в 1+ BK U =F раз.
4. Влияние параллельной последовательной отрицательной обратной связи на входное сопротивление усилителя
Параллельная отрицательная ОС обеспечивает очень низкое эквивалентное сопротивление в точке суммирования.
Рис. 6.7. Усилитель с параллельной ОС
Входное напряжение складывается из двух напряжений входного контура:
Для определения второго слагаемого воспользуемся 1 законом
Кирхгофа для входного узла:
При достаточно большом усилении ОУ входное сопротивление
в точке суммирования ROC 1 K U может быть весьма малым и составлять десятые – сотые доли Ома. В целом R ВХOС определяется величиной резистора сумматора R1 который практически заземлен в
точке виртуального нуля. Из за низкого R ВХ 0 С (при R1 =0) инвертирующий усилитель обеспечивает режим короткого замыкания для источника сигнала. Поэтому эту схему часто применяют в качестве высокоточного преобразователя тока I ВХ в напряжение U ВЫХ ввиду малости тока I Д
U ВЫХ I 0 C R0 C I ВХ I Д R0 C I ВХ R0 C .
5. Влияние отрицательной обратной связи по напряжению на
выходное сопротивление усилителя
Воспользуемся стандартным приемом определения RВЫХ двухполюсника – методом холостого хода и короткого замыкания.
Рис. 6.8. Усилитель с отрицательной обратной связью
При отсутствии ОС (В=0 U 0С 0 U Д U ВХ )
U ВЫХХХ K U U Д K U U ВХ
При наличии обратной связи:
U ВЫХХХ K U U Д K U U ВХ U 0 С K U U ВХ K U BU ВЫХХХ
При коротком замыкании на выходе ОС по напряжению не действует:
U ВЫХ 0 U 0С ВU ВЫХ 0 U Д U ВХ
Отрицательная обратная связь по напряжению уменьшает выходное сопротивление в 1+ ВK U F раз.
6. Влияние отрицательной обратной связи на частотные свойства усилителя
Отрицательная ОС влияет на частотные свойства усилителя. Если ОС частотнонезависимая как в случае рассмотренных повторителя
и неинвертирующего усилителя то комплексный коэффициент передачи усилителя K ( j ) определяется комплексным коэффициентом
передачи разомкнутого ОУ K U ( j ) и глубиной обратной связи F.
Комплексный коэффициент передачи разомкнутого ОУ
Комплексный коэффициент передачи усилителя с ОС
После подстановки K U ( j ) получим:
ВKU 1 j ГР 1 BKU j ГР
Верхняя граничная частота усилителя с отрицательной ОС:
Отрицательная ОС увеличивает верхнюю граничную частоту в
K ( f ) K K U ( 1 BK U )
ЛАЧХ замкнутого усилителя:
K ( f ) [ дБ ] 20 lg K ( f ) 20 lg
На частотах f f 0C и при условии BK U 1 ЛАЧХ усилителя
K ( f ) [ дБ ] 20 lg K 20 lg K U 20 lg( BK U ) 20 lg( 1 B ) . (6.25)
Рис. 6.9. Асимптотические ЛАЧХ разомкнутого ОУ (1) и усилителя с отрицательной ОС (2).
УСИЛИТЕЛИ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ОПЕРАЦИОННЫХ
1 Повторитель напряжения
Основными схемами усилителей на ОУ являются неинвертирующий и инвертирующий усилители напряжения. В неинвертирующем
усилителе напряжения применена последовательная по напряжению отрицательная ОС. Усилитель с 100% ой отрицательной последовательной ОС напряжению называют повторителем напряжения.
Рис. 7.1. Повторитель напряжения.
В повторителе напряжения U ВХ подается на «+» вход ОУ а
выход усилителя соединен непосредственно с «» входом. Коэффициент передачи цепи ОС В=1 следовательно
U ВЫХ K U U Д K U U ВХ U 0 С K U U ВХ U ВЫХ K U U ВХ K U U ВЫХ
В повторителе напряжения обратная связь имеет максимальную
Для практических случаев K U 1 K 1 .
При определении коэффициентов передачи схем с отрицательной
ОС на ОУ используют понятие идеальный ОУ. Под идеальным понима159
ют ОУ имеющий идеальные параметры: KU RВХ М СФ бесконечно велики а R ВЫХ I ВХ U СМ равны нулю. В повторителе напряжения идеализация ОУ упрощает анализ:
Реальный конечный коэффициент KU приводит к отклонению K
от единицы с погрешностью 1 K U например:
K U 10000 K 0 9999 погрешность 1 K U =00001.
2. Неинвертирующий усилитель
В неинвертирующем усилителе применена последовательная отрицательная ОС по напряжению. Для получения усиления K>1 цепь ОС
делают ослабляющей – В1. В неинвертирующем усилителе выходное
напряжение подается на вход через делитель напряжения на резисторах
Рис. 7.2. Неинвертирующий усилитель
Цепь ОС имеет коэффициент передачи
полученного для схемы c
K KU 1 BKU для рассматриваемого усилителя
KU R1 R1 R2 R1 1 1 BKU
Последнее основное для неинвертирующего усилителя равенство
можно получить с помощью идеализации ОУ:
U ВЫХ U ВХ 1 R2 R1 .
В неинвертирующем усилителе отношение резисторов цепи ОС
выбирают исходя из заданного усиления:
Абсолютные значения сопротивлений R1 и R 2 снизу ограничены
минимальным сопротивлением нагрузки ОУ: R1 + R 2 >> R НMIN . Верхнее
значение сопротивлений цепи ОС обычно ограничено величиной допустимой токовой ошибки на входе ОУ из за входного тока R1 R2 I ВХ
или разности входных токов при симметрировании. Для ОУ широкого
применения с RНMIN =2кОм и токами десятки наноампер сопротивления
R1 R2 составляют десятки – сотни кОм и могут быть увеличены до единиц – десятков МОм для ОУ с полевыми транзисторами на входе.
При известных (справочных) значения сопротивлений ОУ RВХ и
RВЫХ и из свойств последовательной ООС по напряжению следует
При усилении постоянных напряжений необходимо учитывать остаточное напряжение U0 на входе ОУ обусловленное UСМ и I ВХ . Для
неинвертирующего усилителя
ошибки (вход заземлен):
приведенное ко входу напряжение
Так как знаки UСМ и I ВХ не определены то для оценки предельного значения U0 влияющие величины суммируют по модулю:
U 0 U СМ R1 R2 I ВХ .
Чтобы определить выходное напряжение ошибки по постоянному
току U0ВЫХ найдем коэффициент усиления схемы с ОС по ошибке U0.
Для упрощения анализа положим U ВХ =0 и воспользуемся схемой
входной цепи неинвертирующего усилителя с учетом внутреннего источника U0:
Рис. 7.3. Определение U0ВЫХ в схеме с обратной связью.
K U получим U Д U 0 U 0 С 0
Эквивалентные источники U0 и UОС включены последовательно
относительно UД при последовательной ОС и при параллельной так
как при U ВХ =0 резистор R1 заземлен).
Следовательно независимо от типа ОС по входу коэффициент усиления по ошибке равен коэффициенту усиления сигнала неинвертирующим усилителем K 0 Ш 1 R2 R1 1 R0С RВХ .
С учетом параметров ОУ
KU –коэффициенит усиления
f1частота единичного усиления
fГР= f1 KU –граничная или верхняя частота по уровню 1√2 верхняя частота замкнутого усилителя равна
3. Инвертирующий усилитель
В инвертирующем усилителе применена параллельная отрицательная ОС по напряжению. Напряжения UВХ и UВЫХ подаются на « »
вход ОУ соответственно через резисторы R1 и R 2 а «+» вход заземлен. Схема суммирования UВХ и UОС параллельный сумматор.
Рис. 7.4. Инвертирующий усилитель
Цепь ОС как и для неинвертирующего усилителя имеет коэффициент передачи
Напряжение U Д на « » входе ОУ находим методом наложения
как сумму сигналов в результате действия источников UВХ и UВЫХ:
Выделим коэффициент ослабления входного напряжения U ВХ
Последняя формула соответствует блок схеме на рис. 7.5.
В диапазоне частот когда BK U 1 коэффициент передачи инвертирующего усилителя
Рис. 7.5. Блок схема инвертирующего усилителя
Исходная деализация ОУ упрощает преобразования K U
Так как из за большого усиления ОУ напряжение между входами
мало а «+» вход заземлен то в инвертирующем усилителе и потенциал « » входа близок к нулю. Поэтому в таком усилителе « »
вход ОУ называют виртуальным (кажущимся) нулем. Например при
UВЫХ =10 В и KU 50000 UД =02 мВ. Инвертирующий усилитель называют схемой со сложением токов так как в точке суммирования на « »
входе ОУ происходит сравнение и выравнивание по модулю под действием отрицательной ОС тока обратной связи I ОC U ВЫХ R2 и входного тока I ВХ U ВХ R1 .
Входное сопротивление
Выходное сопротивление мало:
ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ПРЕОБРАЗОВА-
1. Инвертирующий сумматор
Суммирование сигналов наряду с их усилением– одна из распространенных операций.
Схема инвертирующего сумматора показана на рис. 8.1. Инвертирующий усилитель содержит m входов по числу сигналов.
Рис. 8.1. Инвертирующий сумматор
Уравнение для токов инвертирующего входа ОУ
Считаем ОУ идеальным KU= U =0 I =0.
U m K1U1 K 2U 2 K mU m
Достоинство схемы– простота независимая регулировка коэффициентов суммирования по каждому входу.
Вычитание обеспечивается подачей сигналов на различные входы ОУ.
Рис. 8.2 Схема вычитания
Определим выходное напряжение методом наложения
Достоинство схемы – простота. Недостаток – неравенство входных сопротивлений для сигналов что недопустимо при снятии сигналов с различных датчиков и преобразователей с большими внутренними сопротивлениями.
3. Схемы вычитания на двух ОУ
В схеме вычитания на инвертирующих усилителях применен инвертирующий усилитель одного из сигналов и инвертирующий сумматор –
Рис. 8.3. Схема вычитания на инвертирующих усилителях
Большими входными сопротивлениями обладает схема вычитания на
неинвертирующих усилителях
Рис. 8.4. Схема вычитания на неинвертирующих усилителях
Входные сопротивления ограничены синфазными сопротивлениями ОУ.
Схема интегратора приведена на рис.8.5.
Потенциал инвертирующего входа ОУ равен нулю т.к. неинвертирующий вход заземлён поэтому входной ток
С учетом равенства ic= iR напряжение на конденсаторе и выходе
Для прямоугольного сигнала Uвх = const при t > t0
Зависимость выходного сигнала интегратора от времени при прямоуголном входном сигнале приведена на рис.2.
Рис. 8.6. Реакция интегратора на прямоугольный импульс
В случае гармонического сигнала UВХ(t)=Umcos(t)
Одновременно с интегрированием входного сигнала интегрируется напряжение смещения ОУ а также происходит перезаряд конденсатора входным током ОУ. Напряжение смещения кроме того непосредственно приложено к конденсатору. Суммарная ошибка из-за указанных
погрешностей имеет вид:
Через некоторое время конденсатор зарядится до такой величины что
операционный усилитель войдёт в насыщение. Для исключения насыщения интегратора параллельно конденсатору включают периодически
замыкаемый разрядный ключ или высокоомный резистор R2 .
Рис. 8. 7. Реальный интегратор
ЛАЧХ интегратора приведена на рис.8.8.
Рис.8.8. ЛАЧХ интегратора
ЛАЧХ идеального интегратора
ЛАЧХ реального интегратора.
На низких частотах сопротивление конденсатора стремится к бесконечности усилитель разомкнут. Наличие R2 позволяет ограничить
усиление и сохранить активный режим ОУ.
Схема дифференциатора приведена на рис.8.9.
Токи инвертирующего входа ОУ:
Выходное напряжение дифференциатора:
Рис.8.9. Дифференциатор
В случае гармонического сигнала UВХ(t)=Umsin(t)
На высоких частотах сопротивление конденсатора становится бесконечно малым. Реальные дифференциаторы содержат последовательно
включённый с конденсатором низкоомный резистор чтобы на высоких
частотах ограничить коэффициент усиления и исключить шунтирование
источника входного сигнала.
Рис.8.10. Реальный дифференциатор
ЛАЧХ дифференциатора:
Рис.8.11. ЛАЧХ дифференциатора
ЛАЧХ идеального дифференциатора.
ЛАЧХ реального дифференциатора.
Дифференциатор формирует напряжение пропорциональное скорости изменения входного напряжения.
ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
1. Принципы построения генераторов баланс фаз баланс амплитуд. Условия самовозбуждения мягкое и жесткое самовозбуждение.
Генератор преобразует энергию источника постоянного напряжения в
энергию электрических колебания. Генераторы гармонических колебаний формируют в нагрузке колебания напряжения (тока мощности) синусоидальной
Генераторы содержат пассивные элементы –R L C и активные усилители мощности на транзисторах или ЭВП.
Электрическая энергия в пассивных элементах затухает за счет тепловых
потерь. Активные элементы восполняют потери энергии в колебательной системе и в нагрузке.
Если потери энергии в колебательной системе превосходят энергию отдаваемую активными элементами то колебания затухают. Если подводимая активными элементами энергии превосходит потери в колебательной системе то
колебания нарастают.
Для реализации автоколебательного равновесного стационарного режима
генератор должен содержать нелинейный элемент. Таким элементом является
активный прибор усилитель.
Генератор (рис. 9.1) содержит усилитель и цепь положительной обратной
связи (ПОС). Цепь ПОС выполняется на линейных элементах которые обеспечивают требуемую частоту колебаний. Активная цепь восполняет потери энергии в системе и выполняет функцию нелинейного элемента.
Рис. 9.1. Генератор электрических колебаний
Комплексные коэффициенты передачи усилителя
Для замкнутой системы
Условие установившихся колебаний
Уравнение (9.4) распадается на два уравнения
Условие самовозбуждения генератора
Генераторы мягким самовозбуждением самостоятельно переходят в режим устойчивых колебаний после включения питания.
Рис. 9.2. Генератор c мягким самовозбуждением
Uвыхm амплитуда установившихся колебаний.
Область 1 КоВо>1 нарастание амплитуды колебаний
Область 2 КоВо1 затухание колебаний.
В генераторе с жестким самовозбуждением в области малых амплитуд
коэффициент усиления недостаточен для развития процесса Ко(Um)1Во.
Для возбуждения необходимо внешнее воздействие Um> Uвхмин чтобы
выйти на участок Ко(Um)>1Во.
Рис. 9.2. Генератор c жестким самовозбуждением
LC генераторы используют колебательный контур из конденсатора и
катушки индуктивности соединенных либо параллельно либо последовательно параметры которых определяют частоту колебаний.
На рис. 9.3 приведена схема генератора с параллельным резонансным LCконтуром и с индуктивной трансформаторной обратной связью –схема Майсснера.
Рис. 9.3. Генератор Майсснера
Резисторы RБ и RЭ обеспечивают режим покоя транзистора. Конденсаторы CБ и CР –разделительные CЭ блокировочный. Элементы контура LК
и CК определяют частоту генератора при малых потерях
Баланс амплитуд обеспечивается величиной коэффициента взаимоиндукции М между катушками LК и LБ трансформатора связи. Баланс фаз –
правильным подключением катушки LБ чтобы протекающий в ней ток обеспечивал положительную а не отрицательную ОС.
Применяются также сходные по принципу действия генераторы с автотрансформаторной связью не требующие дополнительной обмотки.
Рис. 9.4. Генератор с автотрансформаторной связью
Баланс амплитуд обеспечивается отношением витков w1 и w2 катушки
Так как резонансный контур подключён к усилителю тремя точками то
такая схема называется трехточечная или просто трехточка.
Рис. 9.5. Обобщенная трёхточка
К реактивным сопротивлениям ветвей предъявляются следующие требования.
X1X2-индуктивный характер
X2+X3-емкостной характер.
X1X2- емкостной характер
X2+X3- индуктивный характер.
В первом случае получаем генератор с индуктивной трехточкой –схема
Рис. 9.6. Индуктивная трехточка–схема Хартли
В втором случае получаем генератор с емкостной трехточкой –схема
Рис. 9.7. Емкостная трехточка схема Колпитца
Для повышения точности и стабильности частоты применяют кварцевые резонаторы имеющие очень высокую стабильность частоты колебаний.
Собственная резонансная частота кварцевого резонатора зависит от его геометрических размеров.
Рис. 9 .8. Эквивалентная схема кварцевого резонатора
Схема транзисторного генератора с кварцевой стабилизацией частоты
дана на рис. 9.9. Кварцевый резонатор задает на вход транзистора колебания
со своей стабильной частотой а усиленные колебания получаются в колебательном контуре включенном в выходную коллекторную цепь. Обратная
связь необходимая для самовозбуждения генератора осуществляется через
емкость коллектор база. Если эта емкость недостаточна то между коллектором и базой включают дополнительный конденсатор. Резисторы R1 и R2
включены для того чтобы на эмиттерном переходе было прямое напряжение.
Рис.9.9. Схема генератора с кварцевой стабилизацией частоты
В генераторе Пирса в емкостной трехточке вместо катушки индуктивности используют кварцевый резонатор. Преимущество – повышенная
стабильность частоты и отсутствие индуктивностей.
Рис.9.10. Генератор Пирса
На частотах ниже 50 кГц ухудшается добротность контура увеличиваются габариты катушек индуктивности. Применяют RC –генераторы. Две основные схемы цепей ПОС:
Фазосдвигающие RCцепи
Так как сдвиг фаз в RCцепи менее 900 для получения ПОС с инвертирующим усилителем необходимо не менее 3 цепей. Каждая из цепей
сдвигает фазу на 600 для общего сдвига 1800. Распространены две разновидности генераторов c фазосдвигающими RCцепями.
Рис.9.11. RC генератор типа Cпараллель
Частота генератора рассчитывается по формуле
Рис.9.12. RC генератор типа Rпараллель
Мост Вина характерен нулевым сдвигом фаз на частоте квазирезонанса.
Рис.9.13. RC генератор с мостом Вина
Мост Вина на частоте “квазирезонанса” не создает фазовый сдвиг и носит затухание равное 13. Поэтому для баланса амплитуд усилитель должен
Быстров Ю. А. Электронные цепи и микросхемотехника :
учебник для вузов Ю. А. Быстров И. Г. Мироненко. – М. : Высш. шк.
Ткаченко Ф. А. Техническая электроника : учеб. пособие для
вузов Ф. А. Ткаченко. – Минск : Дизайн ПРО 2000.
Нефедов В. И. Основы радиоэлектроники : учебник для вузов
В. И. Нефедов. – М. : Высш. шк. 2000.
Остапенко Г. С. Усилительные устройства : учеб. пособие для
вузов Г. С. Остапенко. – М. : Радио и связь 1989.400 с.
Войшвилло Г. В. Усилительные устройства Г. В. Войшвилло.
– М. : Радио и связь 1983.
Гусев В. Г. Электроника В. Г. Гусев Г. М. Гусев. – 2-е изд. –
М. : Высш. шк. 1991.662с.
Гутников В. С. Интегральная электроника в измерительных
устройствах В. С. Гутников. – 2-е изд. перераб. и доп. – Л. : Энергоатомиздат 1988.303с.
Проектирование усилительных устройств : учеб. пособие для
вузов В. В. Ефимов [и др.] ; под ред. Н. В. Терпугова. – М. : Высш . шк.
Проектирование усилительных устройств на интегральных
микросхемах : учеб. пособие для радиотех. спец. вузов Б. М. Богданович [и др.] ; под ред. Б. М. Богдановича. – Минск : Выш. шк. 1980.
Усилительные устройства. Сборник задач и упражнений : учеб.
пособие для вузов А. Г. Алексеев Г. В. Войшвилло И. А. Трискало ;
под ред. Г. В. Войшвилло. – М. : Радио и связь 1986.
Шкритек П. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. Методы расчета способы измерений разработка схем цифровая обработка звуковых сигналов П. Шкритек ; пер. с нем. – М. : Мир 1991.
Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем И. П. Степаненко. – М. : Энергия 1977.
Жеребцов И. П. Основы электроники И. П. Жеребцов. – Л. :
Энергоатомиздат 1990.
Усилительные устройства на интегральных микросхемах :
учеб. пособие А. Г. Алексеев [и др.]. – Л. : ЛЭИС 1983.
15. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы : учебник для вузов И. С. Гоноровский. – 4-е изд. перераб. и доп. – М. : Радио и связь 1986.
Сиберт У. М. Цепи сигналы системы. В 2 ч. У. М. Сиберт ;
пер. с англ. – М. : Мир 1988.
Хоровиц П. У. Хилл Искусство схемотехники. В 2 т. П. Хоровиц ; пер. с англ. – 2-е изд. – М. : Мир 1984.
Достал И. Операционные усилители И. Достал ; пер. с англ. –
Джонс М. Х. Электроника : практич. курс М. Х. Джонс ; пер. с
англ. – М. : Постмаркет 1999.
Гомоюнов К. К. Транзисторные цепи : учеб. пособие для вузов
К. К. Гомоюнов. – СПб. : ВХО-Петербург 2002.
Козусев Ю. А. Методические указания к лабораторным занятиям
по курсу " Электронные цепи непрерывного действия " для студентов
специальности 20.05. Ю. А. Козусев. Гомель. ГПИ. 1990. № 1352
по курсу "Электронные цепи непрерывного действия" часть 2 для студентов специальности 20.05. Ю. А. Козусев. Гомель. ГПИ. 1993.- 55с.
Козусев Ю. А. Практическое пособие к лабораторным занятиям по
теме "Исследование усилителей мощности" курса "Электронные цепи
непрерывного действия" для студентов специальности Т.07.02. Ю. А.
Козусев. Гомель. ГПИ. 1997.-22с. № 2147
Козусев Ю. А. Практическое руководство к лабораторным занятиям по курсу "Электронные цепи непрерывного действия" для студентов
специальности Т.07.02. 01. Ю. А. Козусев С. Н. Кухаренко. . Часть 3Гомель. ГГТУ им П.О.Сухого. 1999.-22с. № 2390.
Козусев Ю. А.Проектирование усилителей мощности: практическое руководство к выполнению курсовой работы по курсу «Электронные цепи непрерывного действия » для студентов специальности 36 04
«Промышленная электроника» дневной и заочной форм обучения
Ю. А. Козусев. – Гомель: ГГТУ им П.О.Сухого 2005. -32с. № 3144.
Козусев Ю.А. Проектирование однокаскадных усилителей: Практическое руководство к выполнению курсовой работы по курсу "Полупроводниковые приборы" для студентов специальности 36 04 02 "Промышленная электроника" днев. и заоч. форм обучения Ю.А. Козусев.
Гомель. ГГТУ им П.О.Сухого 2005. – 46 с. № 3147.
ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ УСИЛИТЕЛЕЙ
1. Электрические сигналы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2. Основные параметры усилителей. Обобщенные схемы. . . . .
управляемым напряжением –ИНУН. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.Обобщенная схема усилителя с источником тока управляемым током –ИТУТ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.Обобщенная схема усилителя с источником тока управляемым напряжением ИТУН. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6. Классификация усилителей по виду амплитудно-частотной
характеристики. АЧХ. Коэффициент линейных искажений. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7. Цепи связи в усилителях. Цепи связи ослабляющие низшие
частоты. ФВЧ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8. Цепи связи в усилителях ослабляющие высшие частоты.
ФНЧ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9. Обобщенные АЧХ и фазочастотные характеристики (ФЧХ)
усилителей. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
10. Логарифмические АЧХ. Асимптотические ЛАЧХ. . . . . . . . .
11. Логарифмические АЧХ ОУ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
12. Амплитудная характеристика. Динамический диапазон. Коэффициент нелинейных искажений. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1. Усилитель биполярном на транзисторе в схеме включения с
общей базой. Расчет по постоянному току. Статическая и динамическая линии нагрузки (СЛН и ДЛН). Временные диаграммы
сигналов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2. Малосигнальная схема замещения усилителя ОБ на основе Тобразной физической модели биполярного транзистора. Параметры. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
нагрузки на параметры усилителей. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4. Анализ усилителя ОБ в области низших частот. . . . . . . . . . . . .
5. Анализ усилителя ОБ в области высших частот. . . . . . . . . . . .
6. Усилитель на транзисторе в схеме включения с общим эмиттером. Расчет по постоянному току. Линии нагрузки и временные
диаграммы сигналов.. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7 Расчет температурной нестабильности точки покоя усилителя
ОЭ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8. Анализ линейной малосигнальной схемы замещения усилителя ОЭ. Параметры. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9. Усилитель на транзисторе в схеме включения с общим эмиттером с отрицательной обратной связью по току. . . . . . . . . . . . .
10. АЧХ усилителя ОЭ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
11. Эмиттерный повторитель напряжения – усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения с общим коллектором.
Расчет по постоянному току. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов.. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
12. Анализ линейной малосигнальной схемы замещения ЭП.
Параметры и характеристики. Особенности эмиттерного повторителя как схемы с 100% отрицательной обратной связью. . . . . . . . .
13. Применение эмиттерного повторителя для согласования источника сигнала и нагрузки. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
14 Усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения с
общим эмиттером и эмиттерным повторителем. . . . . . . . . . . . . . . . .
15. Параметрический стабилизатор напряжения с эмиттерным
повторителем. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
16. АЧХ эмиттерного повторителя. Анализ усилителя при работе на емкостную нагрузку. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
17. Оценка предельного усиления однокаскадных усилителей на
биполярных транзисторах. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
транзисторах их параметры и характеристики. Расчет источников
тока. Схемотехнические методы повышения точности и стабильности: термостабилизация и термокомпенсация. . . . . . . . . . . . . . . .
19. Источники стабильного тока на дискретных полевых транзисторах. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
20. Применение ГСТ. Усилитель на биполярном транзисторе в
схеме включения с общим эмиттером с динамической нагрузкой.
21. Эмиттерный повторитель с динамической нагруз185
кой. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
22. Параметрический стабилизатор напряжения с источником
стабильного тока. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
23. Эффект Миллера в инвертирующих усилителях. Способы
снижения влияния эффекта Миллера на АЧХ. Схемы с уменьшенной проходной емкостью – каскод и каскад с эмиттерной связью. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1. Усилители на полевых транзисторах. Методы задания точки
покоя схемы с автосмещением. Статическая и динамическая линии нагрузки. Временные диаграммы сигналов. . . . . . . . . . . . . . . . .
2. Малосигнальные схемы замещения усилителя ОИ. Парамет86
ры. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.Истоковый повторитель. Статическая и динамическая линии
нагрузки.Временные диаграммы сигналов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89
Параметры. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1. Классификация усилителей мощности угол отсечки. Классы
усилителей А В АВ С D. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2. Усилители мощности класса А. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3. Усилители мощности класса А с динамической нагрузкой. . . . 101
4.Трансформаторные и дроссельные усилители мощности класса А. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 103
5.Усилители мощности класса В. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
6. Двухтактные усилители класса В на составных транзисторах.
Варианты схем усилителей. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110
7. Двухтактные усилители мощности класса АВ. . . . . . . . . . .
8. Схемотехника УМ класса АВ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.Усилители постоянного тока (УПТ). Стабильность точки покоя. Балансные схемы. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 123
2. Дифференциальный усилитель. Расчет по постоянному току. 124
3 Дифференциальный и синфазный сигналы. . . . . . . . . . . . . . . . . 127
4. Параметры ДУ для дифференциального сигнала: входное сопротивление коэффициент усиления. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129
5. Параметры ДУ для синфазного сигнала. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133
6. Анализ дифференциального усилителя при совместном дей186
ствии дифференциального и синфазного сигналов. Коэффициент
ослабления синфазного сигнала. . . . . . . . . . . . . . . .
7.Операционные усилители основные параметры и характеристики. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 147
1. Отрицательная обратная связь в усилителях. Коэффициент
передачи системы с отрицательной обратной связью оценка погрешности. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 147
2.Типы обратных связей. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 149
3. Влияние последовательной отрицательной обратной связи на
входное сопротивление усилителя. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 153
4. Влияние параллельной последовательной отрицательной обратной связи на входное сопротивление усилителя. . . . . . . . . . . . . 154
выходное сопротивление усилителя. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 155
6.Влияние отрицательной обратной связи на частотные свойства
усилителя . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 157
1 Повторитель напряжения . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2. Неинвертирующий усилитель. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3. Инвертирующий усилитель. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
фУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
1. Инвертирующий сумматор. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2. Схема вычитания. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3. Схемы вычитания на двух ОУ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4. Интегратор. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5. Дифференциатор. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.Принципы построения генераторов баланс фаз баланс амплитуд. Условия самовозбуждения мягкое и жесткое самовозбуждение.
2. LC- генераторы. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3. RC –генераторы. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
ЛИТЕРАТУРА. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

Заключение.doc

Спроектированный усилитель может применяться в качестве усилителя
мощности звуковой частоты с полосой пропускания : 40 Гц – 20 кГц
работающий на акустическую систему с сопротивлением нагрузки Rн = 151 Ом
чувствительностью 41 мВ и максимальной мощностью на нагрузке в 40 Вт.
Усилитель питается от сетевого напряжения 220В ( 50 Гц ) через понижающий
трансформатор и интегральные стабилизаторы напряжения.

Пояснительная записка (4).doc

Усилителями мощности (УМ) называют электронные усилители выходная
мощность которых сравнима с мощностью потребляемой от источника питания.
Усилители мощности являются выходными каскадами многокаскадных усилителей и
предназначены для получения в нагрузке Rн заданной мощности Рн. УМ работают
в режиме больших сигналов поэтому при их проектировании основное внимание
уделяется энергетическим показателям.
В зависимости от положения точки покоя на статических ВАХ активных
приборов УМ делятся на классы. Количественной характеристикой класса
усилителя служит угол отсечки отс - выраженная в градусах половина
длительности той части периода усиливаемого сигнала в течение которой
через активный прибор протекает ток.
В современных усилительных устройствах УЭ (усилительные элементы:
транзисторы) могут работать в различных режимах: А В АВ С AD BD BE и
ABE. Сравнительно большой ряд режимов работы УЭ объясняется как
многообразием самих усилителей так и очень широкой областью их применения.
Из выходных статических ВАХ УЭ следует что для получения заданной
начальной рабочей точки (точки покоя) которая практически определяет режим
работы УЭ необходимо обеспечить определенный режим питания УЭ по
Режим А характеризуется тем что точка покоя выбирается в средней
используемой для работы части нагрузочной ВАХ (нагрузочной прямой)
транзистора таким образом чтобы при движении по линии рабочая точка не
попадала в области отсечки коллекторного тока и насыщения а транзистор в
течение всего периода усиливаемых сигналов оставался в активном режиме.
Положение точки покоя на нагрузочной прямой определяется минимальным
допустимым током покоя выходной цепи транзистора который прямо
пропорционален выходной мощности и обратно пропорционален КПД и напряжению
питания. Крайние положения точки покоя на нагрузочной прямой должны
соответствовать выбранной амплитуде входного сигнала чтобы обеспечивать
эффективный энергетический режим УЭ. Верхнее положение точки покоя
выбирается на изгибе выходной статической ВАХ при максимальной амплитуде
сигнала. Если верхнее положение точки покоя отличается от указанного ее
передвигают и вновь проводят нагрузочную прямую через точку покоя и верхнее
ее положение что несколько изменяет сопротивление нагрузки по переменному
Если под действием дестабилизирующих факторов (изменения температуры
напряжения питания радиации и др.) или в результате неправильно выбранного
режима питания УЭ по постоянному току точка покоя нагрузочной прямой
сместится вниз то форма отрицательной полуволны синусоидального тока
коллектора исказится так как ток покоя Iк окажется меньше амплитудного
значения тока Ikm. В свою очередь если точка покоя нагрузочной прямой под
действием дестабилизирующих факторов сместится вверх произойдет искажение
положительной полуволны тока за счет насыщения тока коллектора.
Таким образом чтобы не допустить искажения усиливаемого сигнала
необходимо правильно выбрать и стабилизировать точку покоя на нагрузочной
прямой что равнозначно стабилизации режима питания по постоянному току
транзистора. При этих условиях режим А обеспечивает малый уровень гармоник.
Поэтому он широко применяется в несимметричных однотактных каскадах
предварительного усиления где амплитуда усиливаемого сигнала сравнительно
небольшая и не требуются высокие энергетические показатели каскад а.
Однако режим А в принципе не в состоянии обеспечить высокий КПД так как
независимо от уровня усиливаемого сигнала УЭ потребляет от источника
питания все время примерно одинаковую мощность. Это связано с тем что
коэффициенты использования коллекторного тока и коллекторного напряжения в
режиме А всегда меньше единицы ( [pic] ). Отсюда КПД транзисторного
усилительного каскада работающего в режиме А всегда меньше 05:
По этой причине режим A в мощных оконечных каскадах где КПД играет
определяющую роль практически не применяется.. Поскольку в режиме А
отсутствует отсечка коллекторного тока то характеризовать этот режим углом
отсечки не принято хотя с определенной оговоркой можно считать угол
отсечки в этом режиме равным .
В режиме В точка покоя соответствует закрытому состоянию транзистора и
находится в области отсечки на границе с активной областью.
Рис.1.Временные диаграммы сигналов на входе и выходе усилителя класса В
В режиме В УЭ работает с отсечкой тока (полпериода пропускает ток
полпериода закрыт. Такой режим принято характеризовать углом отсечки
который равен половине длительности импульса в угловом исчислении. В
идеализированных условиях когда ВАХ УЭ аппроксимируется ломаной прямой
угол отсечки в режиме В равен 2. Чтобы обеспечить режим В для электронных
ламп полевых транзисторов и биполярных транзисторов у которых наблюдается
неуправляемый обратный ток коллектора сильно зависящий от температуры
точку покоя не следует выбирать на оси абсцисс. Для идеализированного
случая функция описывающая косинусоидальные импульсы тока с углом отсечки
раскладывается в ряд Фурье с помощью которого определяется среднее
значение тока протекающего через УЭ:
Из этого выражения следует что среднее значение тока зависит от
амплитуды усиливаемого сигнала. Когда сигнал отсутствует среднее значение
тока равно нулю и УЭ не потребляет энергию от источника питания. В связи с
этим потребляемая энергия УЭ в режиме В оказывается на порядок меньше чем
Кроме того за счет лучшего использования тока ( коэффициент
использования тока [pic] ) предельное значение КПД для режима В
в = 0785. Естественно что при более высоком КПД каскада в УЭ
теряется меньшая мощность он слабее нагревается. Кроме того при одной и
той же рассеиваемой на коллекторе (стоке) мощности полезная мощность на
нагрузке может быть больше в пять раз чем в режиме А.
В режиме В в несинусоидальном токе велика доля гармоник что приводит
к сильному искажению усиливаемого сигнала. Например амплитуда второй
гармоники в импульсах тока составляет 0425 от первой. Для подавления
значительных четных гармоник при работе УЭ в режиме В необходимо
использовать специальные схемотехнические методы – симметричные двухтактные
схемы. Они содержат идентичные плечи УЭ которых открываются сигналом
поочерёдно и соединены с нагрузкой таким образом чтобы из двух токов с
углом отсечки [pic] сдвинутых по фазе на относительно друг друга в
нагрузке получается суммарный синусоидальный ток.
Если угол отсечки больше 2 но меньше то получается промежуточный
режим АВ между режимами А и В . Для него характерно положение рабочей
точки при котором начальный коллекторный ток Ikо не столько мал как в
режиме В. Если в режиме А нелинейные искажения возрастают с увеличением
амплитуды усиливаемого сигнала то в режиме В нелинейные искажения могут
появляться и при малых уровнях сигнала за счет нелинейности начальных
участков ВАХ УЭ. Режим АВ используется для уменьшения нелинейных искажений
усиливаемого сигнала которые возникают из-за нелинейных начальных участков
Рис.2. Временные диаграммы сигналов на входе и выходе УМ-АВ
При работе двухтактных каскадов в режиме АВ происходит перекрытие
положительной и отрицательной полуволн тока плеч двухтактного каскада что
приводит к компенсации искажений полученных за счет нелинейности начальных
участков ВАХ УЭ. При использовании режима АВ в двухтактном каскаде помимо
уменьшения нелинейных искажений можно упростить цепи питания УЭ что имеет
существенное значение для повышения надежности.
Точка покоя на нагрузочной прямой в режиме АВ выбирается выше чем в
режиме В. При этом ток покоя УЭ должен составлять 02 03 от его
максимального значения.
Нелинейные искажения сигнала вызываемые криволинейностью начального
участка входных характеристик транзистора несколько меньше чем в режиме
В. Экономичность цепи питания усилителя в режиме АВ несколько хуже чем в
Структурная схема усилителя мощности
Рис.1. Структурная схема усилителя мощности
Таблица с вариантами электрических параметров усилителя.
Номер варианта по журналу - 11
N Uнm Pн Rн Iнm Uвхm fн fв
[B] [Вт] [Oм] [А] [мВ] [Гц] [кГц]
Uнm (В) -амплитуда напряжения на нагрузке;
Рн (Вт) -мощность на нагрузке;
Rн (Ом) -сопротивление нагрузки;
Iнm (А) -амплитуда тока нагрузки;
Uвхm (мВ) -амплитуда входного напряжения;
fн (Гц) -низшая частота усиливаемых сигналов;
fв (кГц) -высшая частота усиливаемых сигналов.
Выбор и обоснование схемы выходного каскада
Для проектирования схемы выходного каскада выберем двухтактный
каскад класса АВ построенный на транзисторах с разным типом проводимости:
p-n-p и n-p-n. Сочетание транзисторов p-n-p и n-p-n используется не только
в усилительной но и в импульсной технике. Такие схемы носят название схем
с дополнительной симметрией.
Поскольку входной сигнал приходит в фазе на оба транзистора
последние работают поочередно как в обычном классе В но только с
начальным смещением. При этом нагрузка включена в эмиттерные цепи
транзисторов т.е. они работают по схеме ОК как эмиттерные повторители
следовательно выходной сигнал должен быть равен входному напряжению на
Получение на выходе усилителя большой мощности предполагает работу
его транзисторов при больших значениях токов и напряжений. Отсюда следует
что одним из основных параметров усилителя становится его КПД. К тому же
переменные составляющие токов и напряжений в этом случае соизмеримы с
постоянными составляющими сигналов. Поэтому на свойства усилителя начинает
сильно влиять связь параметров транзистора с режимами его работы и
нелинейность основных характеристик. Это заставляет при расчете выходных
усилителей мощности отказаться от использования малосигнальных моделей
транзисторов и расчет каскадов вести графическим или аналитическим методом
непосредственно по характеристикам конкретных полупроводниковых приборов.
В выходных усилителях мощности должны использоваться транзисторные
каскады с малым выходным сопротивлением а вводимые цепи ООС должны быть
только по напряжению.
Все выше сказанное послужило причиной использования в выходных
усилителях мощности только двухтактных схем усиления обеспечивающих работу
выходных транзисторов в режиме классов В и АВ.
Рис.1.1. Типовая схема выходного каскада усилителя мощности класса АВ
Расчёт напряжения питания ±Еп потребляемой мощности Ро КПД мощности на
коллекторах оконечных транзисторов Рк
Напряжения питания выходного каскада выбираем из условия :
±Еп = Uнm + (U (2.1)
где (U равно сумме минимального напряжения на источнике тока Iо (1-2В)
и напряжений UБЭ транзисторов. Типовые значения : (U =(3(5) В.
±Еп = Uнm + (U = 115 + (3(5) = ± (145 ( 165)В.
Выбираем ±Еп = ± 155В.
Примечание : при расчётах составных частей и отдельных блоков устройства
нумерацию элементов будем проставлять в местном порядке указывая ссылки на
рисунки и схемы с элементами которые подлежат расчёту и выбору.
Построим линии нагрузки выходных транзисторов :
Рис.2.1. Линии нагрузки выходных (оконечных) транзисторов
Расчет энергетических параметров усилителя класса АВ :
Среднее значение потребляемого тока :
Потребляемая мощность :
Выходная мощность (на нагрузке) :
Мощность рассеиваемая на коллекторах выходных (оконечных) транзисторов
Коэффициент полезного действия :
Мощность рассеиваемая на коллекторах выходных транзисторов имеет максимум
Uнm = 2(Eп ( ( 064(Eп = 992В.
Строим зависимости мощностей Ро Рн Рк и КПД от максимального
напряжения на нагрузке Uнм.
Рис.2.2. Зависимости Po(Uнm) Pн(Uнm) Рк(Uнm)
Для класса АВ значения Po и Рк должны учитывать дополнительные потери
мощности в точке покоя потребляемая мощность в классе АВ с ненулевым током
Ро = 2(Еп((Iнm( + Iок) = 2(155((748314+25(10-3) = 746Вт
где Iок=5(50мА – ток покоя оконечных транзисторов.
Рис.2.3. Зависимость КПД от Uнm (Uнm)
Выбор оконечных транзисторов расчёт площади теплоотвода
Выходные транзисторы выбираем по предельно-допустимым параметрам :
По справочнику [ 1 ] подбираем пару комплементарных транзисторов имеющих
Таблица 3.1. Предельные электрические параметры оконечных транзисторов
Параметры КТ819В (n-p-n) КТ818В (p-n-p)
Согласно Рис.1.1. это будут транзисторы VT4 ( КТ819В ) и VT5 ( КТ818В ).
Напряжение отпирание оконечных транзисторов примем равным: Uотп = 06В.
Расчёт площади теплоотвода выполним согласно методике описанной в [ 2 ]
Исходя из расчетной максимальной мощности (2.7) определяем требуемое
значение общего теплового сопротивления :
где Тс = (35 ( 40) 0С –температура окружающей среды
(Т = (5(10) 0С - температурный запас.
Общее тепловое сопротивление складывается из составляющих :
RТ = RТП–К + RТКТ + RТТС ( 3.3 )
где RТКТ – тепловое сопротивление корпус транзистора - теплоотвод
RТТС – тепловое сопротивления теплоотвод – окружающая среда
RТПК - тепловое сопротивления коллекторный переход – корпус.
Рис.3.1. Зависимость Тпмакс(Т) оконечных транзисторов
Пусть электрическая изоляция между корпусом и радиатором отсутствует тогда
RТК-Т = ( 02 ( 05 ) СВт.
Тепловое сопротивление теплоотвод – окружающая среда согласно ( 3.3 ) :
RТТ-С = RТ - RТПК - RТКТ = 62 – 1 – 02 = 5 СВт.
Но [pic] тогда площадь теплоотвода равна:
где [pic] для чернёного алюминиевого ребристого теплоотвода без
принудительной вентиляции.
Значение площади теплоотвода рассчитано для одного оконечного транзистора.
Для второго транзистора так как у них одинаковые параметры площадь
теплоотвода будет такой же.
Расчёт элементов усилителя мощности
Входной ток выходных транзисторов VT4 и VT 5 ( Рис.1.1. ) :
Для оконечных транзисторов напряжение на базо-эмиттерном переходе для
входного тока примем равным:
Резисторы включённые параллельно эммиттерным переходам предоконечных
транзисторов VT4 и VT5 (Рис.1.1.) предотвращают режим обрыва базы выходных
транзисторов при запирании предоконечных транзисторов и выбираются в
пределах 100-500 Ом.
Выбираем резисторы R34 = 300 Ом : МЛТ 025Вт-300Ом-[pic]5%
Требования к предоконечным транзисторам по предельно – допустимым
где МИН – минимальное статическое значение
коэффициента усиления оконечных транзисторов согласно Таблица.3.1. пункта
По предельно – допустимым параметрам ( 4.2 ) выбираем по справочнику[ 1 ]
предоконечные транзисторы ( транзисторы VT2 и VT3 согласно Рис.1.1. ):
Таблица 4.1. Предельные электрические параметры предоконечных транзисторов
Параметры КТ646Б (n-p-n) КТ644Б (p-n-p)
Напряжение отпирание предоконечных транзисторов примем равным:
После выбора предоконечных транзисторов определяем входной ток усилителя
где мин2 и мин4 – наименьшее из минимальных значений статических
коэффициентов усиления транзисторов VT2(VT3) и VT4(VT5) соответственно
согласно Таблица.3.1. пункта 3 и Таблица.4.1. пункта 4.
Так как Iвхм[pic]5 mA то усиление по току достаточное.
Рассчитаем цепь смещения :
Назначение цепи смещения – уменьшение свойственных классу В переходных
искажений путем нейтрализация зоны нечувствительности двухтактных
выходных каскадов. Напряжение Uкэ транзистора VT1 (рис.1.1.) устанавливаем
Uкэ1=Uсм = UБЭотп2 + (UБЭотп3( + UБЭотп4 + (UБЭотп5(.
Uкэ1=Uсм = 06 + 06 + 06 + 06 = 24 B.
Транзистор VT1 включён по схеме с коллекторной стабилизацией - с
отрицательной обратной связью по напряжению. Напряжение на нём :
Требования к транзистору VT1 ( Рис.1.1. ) обеспечивающему смещение :
где Io - ток источника тока который мы выбираем из условия : [pic].
Исходя из ( 4.6 ) выбираем по справочнику транзистор VT1( Рис.1.1. ) :
Таблица 4.2.Предельные электрические параметры транзистора цепи смещения
Параметры КТ206Б (n-p-n)
Определив значение Uсм и задавшись R2=1кОм из (4.5) рассчитаем R1 :
Выбираем по справочнику [ 3 ]:R1=24 кОм : МЛТ 025Вт-24кОм-[pic]5%.
R2 = 1кОм : МЛТ 0.125Вт-1кОм[pic]5%.
Рассчитаем источники тока :
Источники тока Io обеспечивают режим стабилизации Uсм и их величина должна
быть не менее тока ( 4.3 ) :
Схема источника тока приведена на рис.4.1.Ток Io- это ток коллектора
VT1включенного по схеме с фиксированным потенциалом базы эмиттерной
стабилизацией и термокомпенсацией. Потенциал базы [pic] для сохранения
активного режима транзистора должен удовлетворять условию:
Рис.4.1 Схема источника тока.
Транзистор VT6 выбираем по предельным параметрам:
Согласно ( 4.10 ) выбираем по справочнику[ 1 ] транзистор VT6 :
Таблица 4.3. Предельные электрические параметры транзистора источника тока:
Параметры КТ312Б (n-p-n)
Выбираем ток делителя:
Рассчитаем и выберем по справочнику резисторы R5R6R7:
Выбираем по справочнику[ 3 ]:
R5 =3кОм: МЛТ-025Вт-3кОм-[pic]5%.
R6 =15кОм: МЛТ-025Вт-15кОм-[pic]5%.
R7=1кОм: МЛТ-025Вт-1кОм-[pic]5%.
Диод VD1 выбираем по справочнику[ 5 ]:
Д312: Iпр=20мА Uобр=100В.
Выбор операционного усилителя(ОУ) для усилителя мощности расчёт
элементов цепи отрицательной обратной связи (ООС)
где Ki– коэффициент усиления по току ВК
[pic] - скорость нарастания выходного напряжения.
ОУ с характеристиками удовлетворяющими условиям (5.2) выбираем по
Таблица5.1. Предельно-допустимые и электрические параметры ОУ
[pic] [pic][pic]50 [pic]
Uсм = 10 мВ f1= 15 МГц
Iвх =500 нА К =30000
ΔIвх =200 нА Iпот =8 мА
Uвыхмакс =[pic]12В при Uп = [pic]18B T = 250С Rн = 2кОм.Iн=8мА
Выбираем коэффициент усиления усилителя мощности: Кум = 2.
Рис.5.1. Схема усилителя мощности
Требуемый коэффициент усиления по напряжению для усилителя мощности и
Cогласно Рис5.1.и (5.3) коэффициент усиления УМ :
[pic]Задавшись R12 = 10000 Ом [pic] (5.5)
Выбираем резисторы R12R11R13: МЛТ 0.25Вт -10кОм[pic]10%.
Коэффициент передачи цепи обратной связи :
Глубина отрицательной обратной связи :
Нижняя граничная частота разомкнутого ОУ :
Верхняя граничная частота замкнутого ОУ :
Расчёт предварительного усилителя
Выбираем ОУ такие как и в усилителе мощности. Предельно-допустимые и
электрические параметры ОУ Таблица5.1.
Предварительный усилитель должен быть двухкаскадным причём один из
каскадов инвертирующий а другой – неинвертирующий. Общее усиление
распределяется поровну между первым и вторым каскадами.
Кu = К1 К2 Кум = 2556.
Требуемый коэффициент предусилителя равен:
Допустим что К1 и К2 имеют одинаковое значение:
Т.к. fв=21 кГц то максимальный коэффициент усиления на этой частоте:
Рис.6.1. Схема двухкаскадного предусилителя:
а) инвертирующий с параллельной ООС б)неинвертирующий с последовательной
Б) Расчет элементов цепей ООС.
Рассчитаем первый каскад предусилителя (инвертирующий): К1 = 113.
Резисторы определим из условия:
Выбираем R16 = 10 кОм тогда R15 = 113 кОм.
Выбираем R15 и R16 - МЛТ резисторы из ряда Е24:
МЛТ - 025 - 120 кОм ± 5 %
МЛТ - 025 - 10 кОм ± 5 %.
Коэффициент передачи цепи ОС равен:
Коэффициент ослабления входного напряжения равен:
На постоянном токе глубина ОС равна:
Реальное усиление замкнутого усилителя не менее:
Погрешность не превышает величины:
На переменном токе из-за снижения Кu(f) уменьшается глубина обратной связи
и изменяется усиление. Граничная частота ОУ DА1 равна:
Усиление ОУ на частоте равно:
Погрешность из-за конечного Кu равна:
Ориентировочно входное и выходное сопротивление на постоянном токе равны:
Граничная частота замкнутого усилителя равна:
Рассчитаем второй каскад предусилителя (неинвертирующий): К1 = 113.
Выбираем R14 = 10 кОм тогда R13 = 103 кОм.
Выбираем R13 и R14 - МЛТ резисторы из ряда Е24:
МЛТ - 025 - 110 кОм ± 5 %
МЛТ – 025 – 10 кОм ± 5 %.
На постоянном токе глубина ОС равнва:
и изменяется усиление. Граничная частота ОУ DА2 равна:
Доя оценки ОС на Rвх и Rвых усилителя примем ориентировочно что параметры
Rвх = 20 кОм а Rвых = 20 ОМ
Т.к ОС последовательная то входное сопротивление замкнутого усилителя на
Необходимо учитывать что реально Rвхос ограничено величиной Rсф ОУ
которое не охвачено ОС и не зависит от вида ОУ по входу. На переменном
Выходное сопротивление вследствие ОС по напряжению уменьшается:
Граничная частота замкнутого усилителя:
В) Расчет режима покоя предварительного усилителя с учетом напряжения
смещения и входных токов ОУ.
Входное напряжение ошибки:
Выходное напряжение ошибки:
Общее напряжение смещения:
Г) Расчет разделительных конденсаторов исходя из заданной нижней частоты.
Для устранения влияния входной ошибки по постоянному напряжению используем
разделительный конденсатор С1:
Выбираем фторопластовый конденсатор по справочнику[ 3 ]:
К72 - 9 - 200 B - 047 мкФ [pic] 10 %.
Конденсатор С2 задаёт верхнюю частоту предусилителя:
Выбираем конденсатор по справочнику[ 3 ]:
ПО - 500 B - 75 пФ [pic] 10 %.
Рассчитаем конденсатор С3:
МПГ-Ц - 500 B – 38 пФ [pic] 2 %.
Рассчитаем конденсатор С4:
Д) Построение асимптотических ЛАЧХ каскадов и усилителя в целом.
Данные для построения:
Ku = 30000 = 8954 дБ;
Проектирование блока питания.
Блок питания содержит 4 канала: источники [pic] и [pic] для питания
выходного каскада и источники [pic] и [pic] питания ОУ.
Выберем выпрямитель выполненный на блоках диодов т.е. мостах (рис.13).
Рис.13. Схема выпрямителя.
Стабилизаторы рассчитываются на выходное напряжение и ток. Стабилизаторы
могут быть выполнены на интегральных микросхемах. Выбираем стабилизаторы по
[ 2 ] с параметрами:
КР1179ЕН15 КР1180ЕН15
Uвых = -15 [pic] 03 Uвых = 15 [pic] 03
Iп ≤ 3 мА Iп [pic] 8 мА
Uмин=2.5 В Uмин = 2.5 В
Uвх ≤ - 35 В Uвх [pic] 35В
Iвых = 15 А Iвых = 15 А
Входное (выпрямленное) напряжение выбирают из условия:
Uв = Uвх = (Uвых + Uмин) (1 + Кн + Кп)
где Кн = 01 - коэффициент нестабильности сети Кп = 01 - коэффициент
пульсаций Uмин - минимальное напряжение на стабилизаторе.
Uв = (15 + 25) (1 + 01 + 01) = 21 В.
Блок питания содержит 4 канала: для каждого канала стабилизатор свой.
Максимальный ток по каждому каналу:
Выбранные стабилизаторы удовлетворяют по выходному току Iвых = 15 А
значит не будем применять схему с повышенным выходным током.
Рис.14. Схемы включения интегрального стабилизаторов КР1180.
Рис.15. Схемы включения интегрального стабилизаторов КР1179.
Выбираем по справочнику [ 3 ]танталовые оксидно-полупрводниковые
конденсаторы (рис.14):
С7: К53 - 1А - 40 В - 033 мкФ ± 10 %
С8: К53 - 1А - 40 В - 1 мкФ ± 10 %.
Выбираем конденсаторы (рис.15):
С9 - алюминиевый оксидно-полупрводниковый:
К50 - 16 - 25 В - 30 мкФ ± 20 %
С10 – с неорганическим диэлектриком:
К10 - 42 - 50 В - 10 пФ ± 10 %
С11 - танталовый оксидно-полупрводниковый:
К53 - 1А - 40 В - 10 мкФ ± 10 %.
Расчет трансформатора и выпрямителя.
Выпрямители могут быть выполнены как на дискретных диодах так и на блоках
диодов (мостах). Требования к диодам:
где Uпр = 1 В - прямое напряжение на диодах
Таблица7.2: Предельные электрические параметры диодов [5]
На дискретных диодах КД208А Выпрямительный блок КЦ407А
Uобрмакс = 100 В Uобрмакс = 300 В
Iпрср = 15 А Iпрср = 500 мА
Действующие значения напряжений и токов вторичных обмоток трансформатора:
Трансформатор подбирается по вторичным параметрам U2 и I2 рекомендуется
использовать многообмоточные унифицированные трансформаторы ТПП для питания
устройств на полупроводниковых приборах.
Выбираем по справочнику[ 3 ] трансформатор ТПП на 50 Гц 127220 В на
стержневых сердечниках ПЛМ конструкция – с уменьшенным расходом меди:
ТПП304. Его параметры:
Ном. Ток первичнойНапряжения вторичных обмоток В Допустимый ток
Мощностобмотки А вторичных
Номера вторичных обмоток
– 12 13 – 14 15 – 16
– 18 19– 20 21 – 22
Рис.16. Трансформатор.
Трансформатор ТПП304 имеет шесть обмоток. При использовании трансформатора
ТПП304 – 127220 В со стержневыми сердечниками ПЛМ на 220 В необходимо:
соединить выводы 3 и 9 или 4 и 8 подать напряжение 220 В на выводы 2 и 7.
Обмотки 11–1217–1813–1419–20 на 1492В используем для питания выходного
каскада а обмотки 11–1217–1813–1419–2015–1621–22 на 1737В
используем для питания ОУ.
Расчет ёмкостей фильтра выпрямителей:
где tр = 0007 с а Rн есть отношение:
От выпрямителей идёт ветвления на 4 канала:
Ёмкость фильтров по каналам:
Выбираем алюминиевый оксидно-электролитический конденсатор [ 3 ]:
К50 - 41 - 20 В - 15000 мкФ ± 50 %.
Выбираем танталовый оксидно-полупрводниковый конденсатор
К53 - 1А - 20 В - 47 мкФ ± 10 %.
Спроектированный усилитель может применяться в качестве усилителя
мощности звуковой частоты с полосой пропускания : 42 Гц – 21 кГц
работающий на акустическую систему с сопротивлением нагрузки Rн = 154 Ом
чувствительностью 45 мВ и максимальной мощностью на нагрузке в 43 Вт.
Усилитель питается от сетевого напряжения 220В ( 50 Гц ) через понижающий
трансформатор и интегральные стабилизаторы напряжения.
RТП-К = (T (Р = 100100 = 1 СВт

А1(1) (3).dwg

Титульник.doc

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РЕСПУБЛИКИ БЕЛАРУСЬ
УЧРЕЖДЕНИЕ ОБРАЗОВАНИЯ
ГОМЕЛЬСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ИМЕНИ П. О. СУХОГО
Факультет автоматизированных и информационных систем
Кафедра «Промышленная электроника»
РАСЧЕТНО-ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА
по дисциплине « Электронные цепи непрерывного действия»
на тему: « Проектирование усилителя мощности »
Подписи членов комиссии

Мой курсач.doc

Rн=1.51 Ом сопротивление нагрузки.
Iнм=7.27 А амплитуда тока на нагрузке.
Uнм=11 В амплитуда напряжения на нагрузке.
Pн=40 Вт мощность на нагрузке.
Uвх.м=41 мВ амплитуда входного напряжения .
fн=40 Гц нижняя частота сигнала.
fв=20000 Гц верхняя частота сигнала.
Расчет напряжений питания Е потребляемой мощности РоКПДмощности на
коллекторах оконечных транзисторов Рк.
Среднее значение потребляемого тока:
Потребляемая мощность:
Мощность на коллекторе:
Максимальная мощность на коллекторе:
Коэффициент полезного действия:
Строим зависимости Ро(Uнм) Рн(Uнм) Рк(Uнм) КПД(Uнм).
Выбор оконечных транзисторов расчёт площади теплоотводов.
Выходные транзисторы выбираются по предельно-допустимым параметрам:
По справочнику подбираем транзисторы удовлетворяющие предельным
VT4 КТ827В (n-p-n) VT5 КТ825Д (p-n-p)
Uкэмакс4=60В Uкэмакс5=60В
Iкмакс4=20А Iкмакс5=20А
Ркмакс4 =125Вт Ркмакс5 =125Вт
Uотп4=0.6В Uотп5=0.6В
Tкмакс4=200 Tкмакс5=100
Рассчитаем площадь теплоотвода для транзисторов 45.
Температурный запас: [pic]
Тепловое сопротивление корпус транзистор-теплоотвод:
Тепловое сопротивление коллекторный переход-корпус:
Общее тепловое сопротивление:
Тепловое сопротивление теплоотвод-окружающая среда:
Коэффициент зависящий от условий теплообмена радиатора с окружающей
средой. Выбираем чернёный алюминиевый теплоотвод.
Площадь теплоотводов:
Суммарная площадь теплоотводов для двух транзисторов:
Расчёт элементов усилителя мощности.
Резисторы включённые параллельно эмиттерным переходам предоко-
нечных транзисторов предотвращают режим обрыва базы выходных транзисторов
при запирании предоконечных транзисторов и выбираются в пределах 100-500
Входной ток выходных транзисторов VT4 и VT5:
Требования к предоконечным транзисторам:
Выбираем транзисторы с параметрами:
VT2 КТ3117A (n-p-n) VT3 КТ3108A (p-n-p)
Uкэмакс2=60В Uкэмакс3=60В
Iкмакс2=0.4А Iкмакс3=0.2А
Ркмакс2 =0.3Вт Ркмакс3 =0.3Вт
Uотп2=0.6В Uотп3=0.6В
После выбора предоконечных транзисторов определяем входной ток усилителя
Определяем Uбэ4=1.6В
Выбираем резистор R=300 Ом МЛТ-0.125-300Ом[pic]5%
Напряжение Uкэ транзистора VT1 устанавливают равным:
где [pic]напряжение отпирания транзисторов.
Транзистор VT1 включён по схеме с коллекторной стабилизацией-с отрица-
тельной обратной связью по напряжению. Напряжение на нём:
Определив значение Uсм и задавшись R2=1000Ом рассчитаем R1(Uбэ=0.7В):
Выбираем: МЛТ-0.5-1.9кОм[pic]5%.
Выбираем транзистор VT1:
Выбираем транзистор с параметрами:
Рассчитаем источники тока.
[pic] выбираем [pic].
Рис6. Схема источника тока. Рис7. Схема источника
транзистора вместо диода.
Потенциал базы Uб для сохранения активного режима должен удовлетворять
Выбираем транзистор по предельным параметрам:
Выбираем ток делителя:
Рассчитываем резисторы: Uпр=0.7В
выбираем МЛТ-0.25-1кОм[pic]5%.
выбираем МЛТ-0.25-3.3кОм[pic]5%.
Рассчитаем второй источник тока на (n-p-n) транзисторе.
По предельным параметрам (4.13)-(4.15) выбираем n-p-n транзистор:
VT7 КТ3102Б(М) (n-p-n)
Рис8.Схема источника тока Рис9.Схема источника тока
Рассчитаем резисторы:
выбираем МЛТ-0.25-2кОм[pic]5%.
выбираем МЛТ-0.25-4.5кОм[pic]5%.
Вместо диодов VT1 и VT2 возьмём транзисторы той же марки и проводи-
мости что и VT6 и VT7 соответственно.
Выбор операционного усилителя для усилителя мощности расчёт элемен-
По справочнику подбирается ОУ с характеристиками удовлетворяющими
Рис10.Схема усилителя мощности.
Выбираем ОУ КР140УД23 - с внутренней частотной коррекцией и высокой
скоростью нарастания выходного напряжения. Параметры этого усилителя:
Uп1=13.5 16.5 В Uвых=-10 12В
Uп2=-13.5 -16.5 В f1=10MГц
Iпот[pic]10мА Iвх=0.2нА
Vuвых=30 Вмкс Iвх=0.05нА
Требуемый коэффициент усиления по напряжению для усилителя мощности и
Выбираем для усилителя мощности:
[pic] тогда [pic][pic]
Выбираем: [pic] тогда [pic] (5.7)
Выбираем МЛТ-0.25-10кОм МЛТ-0.25-20кОм
Коэффициент передачи цепи ОС:
Граничная частота разомкнутого ОУ:
Граничная частота замкнутого ОУ:
Расчёт предварительного усилителя.
Выбираем ОУ такие как и в усилителе мощности.
Предварительный усилитель должен быть двухкаскадным причём один из
каскадов инвертирующий а другой –неинвертирующий. Общее усиление
Кu=303.03 распределяется поровну между первым и вторым каскадами.
Требуемый коэффициент предусилителя равен:
[pic] выбираем [pic] [pic]
Т.к fв=18000Гц то максимальный коэффициент усиления на этой частоте:
Рассчитаем первый каскад предусилителя(инвертирующий):
Резисторы определим из условия:
Выбираем: [pic] тогда [pic]
По ряду сопротивлений подходит: R16=10000Ом
Выбираем МЛТ-0.25-10кОм[pic]5%.
Выбираем МЛТ-0.25-120кОм[pic]5%.
Коэффициент ослабления входного напряжения:
На постоянном токе глубина ОС:
Реальное усиление замкнутого усилителя не менее:
Погрешность не превышает величины:
На переменном токе из-за снижения Кu(f) уменьшается глубина обратной связи
и изменяется усиление. Граничная частота ОУ:
Усиление ОУ на частоте:
Погрешность из-за конечного Кu:
Ориентировачно входное и выходное сопротивление на постоянном токе равны:
Граничная частота замкнутого усилителя:
Входное напряжение ошибки:
Выходное напряжение ошибки:
Для уменьшения токовой составляющей входного смещения можно применить
симметрирующий резистор на “+” входе ОУ:
По ряду сопротивлений выбираем: МЛТ-0.25-10кОм[pic]5%.
Рассчитаем аналогично второй каскад предусилителя (неинвертирующий):
Выберем: [pic] тогда [pic] (6.29)
По ряду сопротивлений выбираем R14 МЛТ-0.25-10кОм[pic]5%.
выбираем R13 МЛТ-0.25-
(6.32) Погрешность не
На переменном токе из-за снижения Ku(f) уменьшается глубина обратной связи
и изменяется усиление. Граничная частота ОУ.
Усиление ОУ на частоте f=fв:
Погрешность из-за конечного Ku:
Доя оценки ОС на Rвх и Rвых усилителя примем ориентировачно что параметры
Т.к ОС последовательная то входное сопротивление замкнутого усилителя на
Необходимо учитывать что реально Rвх.ос ограничено величиной Rсф ОУ
которое не охвачено ОС и не зависит от вида ОУ по входу. На переменном
Выходное сопротивление вследствие ОС по напряжению уменьшается:
Следовательно: [pic]
Изменение тока в нагрузке:
Для устранения влияния входной ошибки по постоянному напряжению используем
разделительный конденсатор С1:
Конденсатор выберем из ряда: [pic]
Выбираем К53-10В-0.04мкФ[pic]10%.
Конденсатор С2 задаёт верхнюю частоту предусилителя:
Проектирование блока питания.
Блок питания содержит 4 канала: источники [pic] и [pic] для питания
выходного каскада и источники [pic] и [pic] питания ОУ. Стабилизаторы
рассчитываются на выходное напряжение и ток. Стабилизаторы могут быть
выполнены на интегральных микросхемах. Выбираем стабилизаторы с
КР1179ЕН15 КР1180ЕН15
Uвых=-15[pic]0.3В Uвых=15[pic]0.3В
Iп[pic]3мА Iп[pic]8мА
Uмин=2.5 В Uмин=2.5 В
Uвх[pic]В Uвх[pic]35В
Iвых=1.5А Iвых=1.5А
Входное (выпрямленное) напряжение выбирают из условия:
где Кн=0.1 -коэффициент нестабильности сети.
Кп –коэффициент пульсаций.
Uмин –минимальное напряжение на стабилизаторе.
Блок питания содержит 4 канала: для каждого канала стабилизатор свой.
Максимальный ток по каждому каналу:
Т.к стабилизатор по Iвых не удовлетворяет то используем схему с повышенным
Рис12. Интегральный стабилизатор КР1180 с повышенным выходным
Транзистор VT1 подбирается по предельным параметрам:
Выбираем транзистор VT 1 для двух каналов:
VT1 КТ827В (n-p-n) VT1 КТ825Е (p-n-p)
Uкэмакс1=60В Uкэмакс1=-30В
Iкмакс1=20А Iкмакс1=20А
Ркмакс1 =125Вт Ркмакс1 =125Вт
мин1=750 18000 мин1=750 18000
Uотп1=1.2В Uотп1=1.2В
Rп-к=1.4 градВт Qпер.мах=150
Qпер.м=200 Qкорп=100
Резистор R1 выбирается из условия:
где Iпст- ток потребления стабилизатора ДА1.
Рассчитаем площади теплоотвода:
Для первого транзистора:
Тепловое сопротивление корпус транзистора-теплоотвод: [pic]
Тепловое сопротивление коллекторный переход-корпус: [pic]
Для черненого алюминиевого теплоотвода: [pic]
Площадь теплоотвода:
Для второго транзистора:
Стабилизаторы питания ОУ:
КР1157ЕН15А КР1168ЕН15Б
Iвых=0.1А Iвых=0.1А
Траб=-10 70 С Траб=-10 70 С
Рис13. Схемы включения
С1[pic]2.2мкФ (керамические оксидные танталовые).
С2[pic]10мкФ (алюминиевые).
С1[pic]1мкФ (керамические оксидные танталовые).
Расчет трансформатора и выпрямителя.
Выпрямители могут быть выполнены как на дискретных диодах так и на блоках
диодов (мостах). Требования к диодам (по каналам).
где Uпр=1В-прямое напряжение на диодах.
На дискретных Выпрямительный
диодах КД208А блок КЦ409Ж
Uобрмакс=100В Uобрмакс=75В
Iпрсрмакс=1.5А Iпрсрмакс=6мА
Действующие значения напряжений и токов вторичных обмотках трансформатора:
По параметрам (7.23)-(7.24) подбирается трансформатор. Выбираем ТПП321.
Трансформатор ТПП 321 на 50Гц 127220В на стержневых сердечниках ПЛМ
конструкция с уменьшенным расходом меди и шестью вторичными обмотками.
Электрические параметры ТПП 321:
Тип и размер сердечника ПЛМ 27*40*58 мм
Ток первичной обмотки 2.031.15 А
Напряжения вторичных обмоток 11-12 13-14 15-16
Допустимый ток вторичных обмоток
Расчет ёмкостей фильтра выпрямителей:
От выпрямителей идёт ветвления на 4 канала. По каналам:

Введение.doc

Усилителями мощности (УМ) называют электронные усилители выходная
мощность которых сравнима с мощностью потребляемой от источника питания.
Усилители мощности являются выходными каскадами многокаскадных усилителей и
предназначены для получения в нагрузке Rн заданной мощности Рн. УМ работают
в режиме больших сигналов поэтому при их проектировании основное внимание
уделяется энергетическим показателям.
В зависимости от положения точки покоя на статических ВАХ активных
приборов УМ делятся на классы. Количественной характеристикой класса
усилителя служит угол отсечки отс - выраженная в градусах половина
длительности той части периода усиливаемого сигнала в течение которой
через активный прибор протекает ток.
В современных усилительных устройствах УЭ (усилительные элементы:
транзисторы) могут работать в различных режимах: А В АВ С AD BD BE и
ABE. Сравнительно большой ряд режимов работы УЭ объясняется как
многообразием самих усилителей так и очень широкой областью их применения.
Из выходных статических ВАХ УЭ следует что для получения заданной
начальной рабочей точки (точки покоя) которая практически определяет режим
работы УЭ необходимо обеспечить определенный режим питания УЭ по
Режим А характеризуется тем что точка покоя выбирается в средней
используемой для работы части нагрузочной ВАХ (нагрузочной прямой)
транзистора таким образом чтобы при движении по линии рабочая точка не
попадала в области отсечки коллекторного тока и насыщения а транзистор в
течение всего периода усиливаемых сигналов оставался в активном режиме.
Положение точки покоя на нагрузочной прямой определяется минимальным
допустимым током покоя выходной цепи транзистора который прямо
пропорционален выходной мощности и обратно пропорционален КПД и напряжению
питания. Крайние положения точки покоя на нагрузочной прямой должны
соответствовать выбранной амплитуде входного сигнала чтобы обеспечивать
эффективный энергетический режим УЭ. Верхнее положение точки покоя
выбирается на изгибе выходной статической ВАХ при максимальной амплитуде
сигнала. Если верхнее положение точки покоя отличается от указанного ее
передвигают и вновь проводят нагрузочную прямую через точку покоя и верхнее
ее положение что несколько изменяет сопротивление нагрузки по переменному
Если под действием дестабилизирующих факторов (изменения температуры
напряжения питания радиации и др.) или в результате неправильно выбранного
режима питания УЭ по постоянному току точка покоя нагрузочной прямой
сместится вниз то форма отрицательной полуволны синусоидального тока
коллектора исказится так как ток покоя Iк окажется меньше амплитудного
значения тока Ikm. В свою очередь если точка покоя нагрузочной прямой под
действием дестабилизирующих факторов сместится вверх произойдет искажение
положительной полуволны тока за счет насыщения тока коллектора.
Таким образом чтобы не допустить искажения усиливаемого сигнала
необходимо правильно выбрать и стабилизировать точку покоя на нагрузочной
прямой что равнозначно стабилизации режима питания по постоянному току
транзистора. При этих условиях режим А обеспечивает малый уровень гармоник.
Поэтому он широко применяется в несимметричных однотактных каскадах
предварительного усиления где амплитуда усиливаемого сигнала сравнительно
небольшая и не требуются высокие энергетические показатели каскад а.
Однако режим А в принципе не в состоянии обеспечить высокий КПД так как
независимо от уровня усиливаемого сигнала УЭ потребляет от источника
питания все время примерно одинаковую мощность. Это связано с тем что
коэффициенты использования коллекторного тока и коллекторного напряжения в
режиме А всегда меньше единицы ( [pic] ). Отсюда КПД транзисторного
усилительного каскада работающего в режиме А всегда меньше 05:
По этой причине режим A в мощных оконечных каскадах где КПД играет
определяющую роль практически не применяется.. Поскольку в режиме А
отсутствует отсечка коллекторного тока то характеризовать этот режим углом
отсечки не принято хотя с определенной оговоркой можно считать угол
отсечки в этом режиме равным .
В режиме В точка покоя соответствует закрытому состоянию транзистора и
находится в области отсечки на границе с активной областью.
Рис.1.Временные диаграммы сигналов на входе и выходе усилителя класса В
В режиме В УЭ работает с отсечкой тока (полпериода пропускает ток
полпериода закрыт. Такой режим принято характеризовать углом отсечки
который равен половине длительности импульса в угловом исчислении. В
идеализированных условиях когда ВАХ УЭ аппроксимируется ломаной прямой
угол отсечки в режиме В равен 2. Чтобы обеспечить режим В для электронных
ламп полевых транзисторов и биполярных транзисторов у которых наблюдается
неуправляемый обратный ток коллектора сильно зависящий от температуры
точку покоя не следует выбирать на оси абсцисс. Для идеализированного
случая функция описывающая косинусоидальные импульсы тока с углом отсечки
раскладывается в ряд Фурье с помощью которого определяется среднее
значение тока протекающего через УЭ:
Из этого выражения следует что среднее значение тока зависит от
амплитуды усиливаемого сигнала. Когда сигнал отсутствует среднее значение
тока равно нулю и УЭ не потребляет энергию от источника питания. В связи с
этим потребляемая энергия УЭ в режиме В оказывается на порядок меньше чем
Кроме того за счет лучшего использования тока ( коэффициент
использования тока [pic] ) предельное значение КПД для режима В
в = 0785. Естественно что при более высоком КПД каскада в УЭ
теряется меньшая мощность он слабее нагревается. Кроме того при одной и
той же рассеиваемой на коллекторе (стоке) мощности полезная мощность на
нагрузке может быть больше в пять раз чем в режиме А.
В режиме В в несинусоидальном токе велика доля гармоник что приводит
к сильному искажению усиливаемого сигнала. Например амплитуда второй
гармоники в импульсах тока составляет 0425 от первой. Для подавления
значительных четных гармоник при работе УЭ в режиме В необходимо
использовать специальные схемотехнические методы – симметричные двухтактные
схемы. Они содержат идентичные плечи УЭ которых открываются сигналом
поочерёдно и соединены с нагрузкой таким образом чтобы из двух токов с
углом отсечки [pic] сдвинутых по фазе на относительно друг друга в
нагрузке получается суммарный синусоидальный ток.
Если угол отсечки больше 2 но меньше то получается промежуточный
режим АВ между режимами А и В . Для него характерно положение рабочей
точки при котором начальный коллекторный ток Ikо не столько мал как в
режиме В. Если в режиме А нелинейные искажения возрастают с увеличением
амплитуды усиливаемого сигнала то в режиме В нелинейные искажения могут
появляться и при малых уровнях сигнала за счет нелинейности начальных
участков ВАХ УЭ. Режим АВ используется для уменьшения нелинейных искажений
усиливаемого сигнала которые возникают из-за нелинейных начальных участков
Рис.2. Временные диаграммы сигналов на входе и выходе УМ-АВ
При работе двухтактных каскадов в режиме АВ происходит перекрытие
положительной и отрицательной полуволн тока плеч двухтактного каскада что
приводит к компенсации искажений полученных за счет нелинейности начальных
участков ВАХ УЭ. При использовании режима АВ в двухтактном каскаде помимо
уменьшения нелинейных искажений можно упростить цепи питания УЭ что имеет
существенное значение для повышения надежности.
Точка покоя на нагрузочной прямой в режиме АВ выбирается выше чем в
режиме В. При этом ток покоя УЭ должен составлять 02 03 от его
максимального значения.
Нелинейные искажения сигнала вызываемые криволинейностью начального
участка входных характеристик транзистора несколько меньше чем в режиме
В. Экономичность цепи питания усилителя в режиме АВ несколько хуже чем в

pract3.pdf

КУРСОВАЯ РАБОТА ПО ДИСЦИПЛИНЕ
«АНАЛОГОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА»
Дисциплина «Аналоговая электроника» посвящена формированию у студентов комплекса знаний о аналоговой схемотехнике электронных цепей.
Основные цели курсовой работы - закрепление теоретических
знаний по дисциплине путем инженерного проектирования электронного аналогового устройства.
Конкретными задачами курсовой работы являются:
-изучение схемотехники мощных выходных каскадов;
-приобретение навыков расчета энергетических параметров усилителей;
-освоение методики расчета тепловых режимов мощных полупроводниковых приборов;
-освоение принципов построения усилительных устройств на
интегральных аналоговых микросхемах на основе глубокой отрицательной обратной связи;
-умение проектировать вторичные блоки питания электронных
устройств на дискретных и интегральных полупроводниковых приборах.
Приведенные в данном пособии основные положения по проектированию усилителей мощности являются лишь рекомендациями.
Задача студента заключается в том чтобы проявить настойчивость
при изучении схемотехники мощных выходных каскадов и самостоятельность и инициативность при проектировании.
В связи с этим возрастает роль введения которое по сути
должно выполняться в виде критического анализа мирового уровня
данного вида электронной техники.
Задание по курсовому проектированию
В соответствии с индивидуальным заданием проектируется
предварительный усилитель на ОУ и усилитель мощности класса В
или АВ включая расчет тепловых режимов дискретных элементов и
расчет блока питания.
Расчетно - пояснительная записка объемом 25 - 30 страниц
- Задание на курсовую работу;
- Список литературы;
Введение объемом 5-10 стр. должно содержать краткое изложение теоретических сведений по тематике курсовой работы - сравнительные характеристики различных классов усилителей мощности и
анализ схемотехники выходных каскадов.
Расчетная часть содержит разделы оглавление и количество
которых соответствует заданию на курсовое проектирование.
В заключении приводятся основные выводы и результаты полученные в процессе проектирования.
В приложении проводится перечень элементов спроектированного устройства также могут быть помещены справочные данные
примененных полупроводниковых приборов и микросхем результаты
расчетов и моделирования на ЭВМ.
Графической частью курсовой работы является чертеж схемы
электрической принципиальной выполненный карандашом тушью
или на плоттере на листах ватмана стандартной формы формата А1
Правила заполнения основной надписи на чертежах и форма
спецификации (перечня элементов) находятся на стенде дипломного
Исходные данные для проектирования:
-амплитуда напряжения на нагрузке;
Рн (Вт) -мощность на нагрузке;
Rн (Ом) -сопротивление нагрузки;
-амплитуда тока нагрузки;
(мВ) -амплитуда входного напряжения;
(Гц) -низшая частота усиливаемых сигналов;
(кГц) -высшая частота усиливаемых сигналов.
Рис. 1. Структурная схема усилителя мощности
1. Содержание расчетной части:
Выбор и обоснование схемы выходного каскада.
Расчет напряжений питания Еп потребляемой мощности Ро
КПД мощности на коллекторах оконечных транзисторов Рк.
Выбор оконечных транзисторов расчет площади теплоотводов.
Расчет и выбор элементов усилителя мощности - предоконечные транзисторы источники тока и др.
Выбор ОУ для усилителя мощности расчет элементов цепи
Расчет предварительного усилителя.
Проектирование блока питания – стабилизаторов выпрямителей фильтров выбор сетевого трансформатора.
1. Выбор и обоснование схемы выходного каскада
Методические указанияпо выполнению курсовой работы
Выходной каскад (ВК) усилителя мощности должен удовлетворять
двум основным требованиям: иметь достаточно высокий к.п.д и малые нелинейные искажения. Поэтому типовые каскады построены на
основе двухтактных усилителей мощности класса В или АВ. Уменьшение нелинейные искажений достигается в классе АВ путем схемной нейтрализации зоны нечувствительности и применением местных
отрицательных обратных связей (ООС). Современные высококачественные усилители мощности для уменьшения линейных (частотных)
и нелинейных (амплитудных) искажений выполняются на основе
усилителя с глубокой отрицательной обратной связью. Требуемые
значения амплитуд тока и напряжения на нагрузке обеспечиваются
выходным каскадом на мощных (часто составных) транзисторах.
Необходимое значение глубины обратной связи достигается применением операционных усилителей (ОУ) с большим коэффициентом
усиления. Для сохранения значения глубины ООС на частотах десятки килогерц общее усиление замкнутого усилителя рекомендуется
Вид общей отрицательной обратной связи (последовательная или параллельная) студент выбирает самостоятельно. На рис. 2 приведен вариант схемы УМ на основе повторителя – применена последовательная единичная ООС по напряжению.
Рис. 2 Усилитель мощности
Наиболее распространены выходные каскады АВ на комплементарных взаимодополняющих n-p-n и p-n-p транзисторах включенных по схеме эмиттерных повторителей:
Рис. 3 Типовая схема выходного каскада
Составные транзисторы VT2-VT4 и VT3-VT5 (схема Дарлингтона) образуют комплементарный эмиттерный повторитель. Цепь
смещения содержащая источники тока Io и транзистор VT1 обеспечивают класс АВ выходных транзисторов.
При отсутствии удовлетворяющих требуемым параметрам мощных p-n-p транзисторов VT5 применяют квазикомплементарный
эмиттерный повторитель – рис. 4а где маломощный p-n-p транзистор
VT2 и мощный n-p-n VT4 образуют мощный составной p-n-p транзистор.
Достоинством составных транзисторов на разнотипных транзисторах (варианта ВК на рис. 4б) является естественная компенсация
зоны нечувствительности: предоконечные транзисторы являются одновременно элементами цепи смещения.
В выходных каскадах построенных на двухтактных эмиттерных
повторителях усиление по напряжению Кu1 а усиление по току
Рис. 4 Варианты схем выходного каскада
Операционный усилитель DA1 (рис. 2) обеспечивает требуемые
амплитуды тока и напряжения на входе ВК. Поэтому параметры ОУ
должны удовлетворять условиям
При выборе схемы ВК следует иметь в виду типовые характеристики ОУ широкого применения при номинальном питании 15В:
Соотношения (2) и (3) позволяют оценить требуемые минимальные значения коэффициентов усиления транзисторов по току и
число транзисторов а соотношения (4) и (5) обосновывают требования к выходному напряжению ОУ.
Несоответствие ОУ по Uнm разрешается комплексом параметрических и схемотехнических мероприятий. Параметрические методы
а) если допускают характеристики повышение на требуемую
величину напряжения питания ОУ и увеличение таким образом
б) использование специализированных высоковольтных ОУ с
питанием до ±(20-27)В и Uвых ОУ =20-24В.
Среди схемотехнических методов следует выделить два:
а) при ограниченном напряжении питания что актуально для
автомобильной электроники применение мостовой схемы подключения нагрузки – рис. 5.
Рис. 5. Мостовой усилитель мощности
Неинвертирующий усилитель мощности DA1 и ВК1 и инвертирующий усилитель DA2 и ВК2 с равными по модулю коэффициентами работают на общую нагрузку напряжение на которой удваивается
за счет суммирования сигналов. Идентичные каскады ВК1 и ВК2 в
мостовых схемах проектируются на исходные данные:
б) выполнение выходного каскада с усилением по напряжению
Кu>1 при этом пропорционально уменьшается требуемое значение
Uвых ОУ. Такие ВК содержат транзисторы включенные по схемам ОЭ
или ОБ с нагрузкой в коллекторах. Варианты схем – на рис.6.
Рис. 6 Варианты схем выходного каскада
с усилением по напряжению.
В схеме на рис. 6а включенные по схеме ОЭ предоконечные
транзисторы VT1VT2 и оконечные транзисторы VT3 VT4 образуют
неинвертирующий усилитель мощности (цепь смещения реализующая класс АВ не указана). Резисторы в эмиттерах мощных транзисторов стабилизируют точку покоя и коэффициент усиления. Диоды
VD1 и VD2 иногда применяют для нейтрализации местной ООС при
больших токах нагрузки. Транзисторы VT3 VT4 могут быть составными.
В схеме на рис. 6б составные транзисторы выполненные на
транзисторах VT2VT4 и VT3 VT5 образуют инвертирующий выходной каскад. Особенность схемы – применение незаземленных питающих напряжений E+ и E. Цепь смещения и ОУ питаются от отдельных стабилизированных источников.
Усиление по напряжению может быть реализовано также в цепи
Результатом выполнения раздела 1 должен быть обоснованный
в соответствии с индивидуальным заданием выбор схемы выходного
каскада и усилителя мощности в целом. Окончательная схема усилителя мощности может быть сформирована только после выполнения
разделов 1-5 поэтому необходимо завершить раздел 1 после изучения
данного пособия в целом.
Дополнительно ВК может содержать элементы и цепи выполняющие функции защиты по току тепловой защиты оконечных транзисторов индикации перегрузки и другие сервисные функции.
В заключение для обоснования необходимости самостоятельного подхода студента к решению поставленной задачи отметим: анализ
схем самых распространенных усилителей мощности – УМ звуковой
частоты – показывает с одной стороны общность применяемых
структурных схем а с другой – широкое разнообразие электронных
компонентов и схемотехнических решений.
2. Расчет напряжений питания Е потребляемой мощности Ро
КПД мощности на коллекторах оконечных транзисторов Рк
Напряжения питания выходного каскада выбирают из условия
где U равно сумме минимального напряжения на источнике
тока Iо (1-2В) и напряжений UБЭ транзисторов.
Типовые значения U =(35)В и должны уточняться для каждой схемы ВК. Если в эмиттерах мощных транзисторов включены
термостабилизирующие резисторы то необходимо учитывать дополнительное падение напряжения при протекании тока Iнm.
На рис.7 построены линии нагрузки выходных (оконечных)
Нумерация транзисторов дана для типовой схемы
(рис. 3) методика применима для всех вариантов двухтактных ВК
Рис. 7 Линии нагрузки выходных транзисторов
Расчет энергетических параметров усилителя класса В:
Среднее значение потребляемого тока
Потребляемая мощность
Выходная мощность (на нагрузке)
Мощность рассеиваемая на коллекторах выходных (оконечных)
Коэффициент полезного действия
Мощность рассеиваемая на коллекторах выходных транзисторов имеет максимум
Рис. 8 Типовые зависимости Po Pн Рк от Uнm.
Необходимо также построить зависимость (Uнm) [1].
Для класса АВ значения Po и Рк должны учитывать дополнительные потери мощности в точке покоя потребляемая мощность в
классе АВ с ненулевым током покоя
где Iок=550мА – ток покоя оконечных транзисторов.
3. Выбор оконечных транзисторов
расчет площади теплоотводов
Выходные транзисторы выбираются по предельно-допустимым
По справочникам подбирают транзисторы удовлетворяющие
предельным параметрам (19-21). Желателен подбор комплементарных
пар n-p-n и p-n-p транзисторов имеющих близкие параметры:
КТ814-КТ815 КТ816-КТ817 КТ818-КТ819 КТ825-КТ827 и др. Для
дальнейших расчетов необходимы параметры:
-статический коэффициент передачи тока в схеме с общим
эмиттером мин=h21эмин
-максимально-допустимая температура коллекторного перехода
-тепловое сопротивление коллекторный переход - корпус RТП-к
Часто в справочниках приводят не значение RТП-к а функциональные или графические зависимости максимально допустимой
мощности на коллекторе от температуры корпуса. Методика определения RТП-к показана на рис. 9.
Исходя из расчетной максимальной электрической мощности
(16) определяют требуемое общее тепловое сопротивление
где Тс = (35 40) 0С –температура окружающей среды
Т = (510) 0С - температурный запас.
Общее тепловое сопротивление складывается из составляющих
RТ = RТП–к + RТкТ + RТТс
где RТкТ –тепловое сопротивление корпус транзистора - теплоотвод
RТТс –тепловое сопротивления теплоотвод – окружающая среда.
Рис. 9 Зависимость Ркмакс (Т)
Величина RТкТ определяется качеством теплового контакта
корпус – теплоотвод. При отсутствии электрической изоляции между
корпусом и радиатором можно принять RТкТ = (002) градВт. Если
применяется электрическая изоляция когда на общий радиатор устанавливаются два или более транзисторов имеющих разные потенциалы коллекторов (корпусов) или по конструктивным требованиям на
теплоотводе нулевой потенциал то принимают
RТк-Т =(0205) градВт.
Тепловое сопротивления теплоотвод – окружающая среда RТТс
является характеристикой теплоотвода (радиатора) которая позволяет
определить его минимально -допустимую площадь ST.
где КТ –коэффициент зависящий от условий теплообмена радиатора с окружающей средой.
Для черненого алюминиевого ребристого теплоотвода без принудительной вентиляции на основе эмпирических данных можно
и рассчитывают искомую величину
4. Расчет элементов усилителя мощности
Резисторы включенные параллельно эмиттерным переходам
предоконечных транзисторов предотвращают режим обрыва базы
выходных транзисторов при запирании предоконечных транзисторов
и выбираются в пределах 100-500 Ом.
Входной ток выходных транзисторов VT4-5 определяется
Если n-p-n и p-n-p транзисторы имеют различные параметры то
расчет ведется по наименьшему значению коэффициента . Для увеличения коэффициента усиления по мощности (по току) применяют
составные транзисторы. Требования к предоконечным транзисторам
по предельно-допустимым параметрам:
После выбора предоконечных транзисторов определяют входной ток усилителя мощности:
где R – сопротивление резистора включенного параллельно
эмиттерному переходу.
Достаточным усиление по току можно считать в том случае если Iвхm 5мА что соответствует типовому значению выходного тока
ОУ. В противном случае входной ток можно уменьшить:
а) подбором транзисторов с большими значениями
б) использованием дополнительных транзисторов (три последовательно)
в) применением цепей смещения с усилением по току (см.
Назначение цепи смещения – уменьшение свойственных классу
В переходных искажений путем нейтрализация зоны нечувствительности двухтактных выходных каскадов. Напряжение Uкэ транзистора
VT1 (рис. 3) устанавливают равным
Uкэ1=Uсм = UБЭотп2 + UБЭотп3 + UБЭотп4 + UБЭотп5
где UБЭотп – напряжение отпирания транзисторов.
Если входные ВАХ транзисторов отсутствуют то можно ориентировочно принять UБЭотп 0506 В.
Для схемы на рис. 4а
Uсм = UБЭотп1 + UБЭотп3+ UБЭотп2.
Для схемы рис. 4б дополнительное смещение отсутствует ввиду
того что зона нечувствительности скомпенсирована последовательным включением база - эмиттерных переходов разнотипных транзисторов. Если выходные транзисторы – составные то в эмиттеры VT1
и VT2 необходимо включить дополнительные прямосмещенные p-n
переходы или выполнить VT1 и VT2 также составными.
Если в эмиттерах мощных транзисторов включены термостабилизирующие резисторы то при определении Uсм необходимо учитывать дополнительное падение напряжения от тока покоя.
Транзистор VT1 (рис. 3) включен по схеме с коллекторной стабилизацией – с отрицательной обратной связью по напряжению Uкэ.
Определив требуемое значение Uсм и задавшись например
R2=1кОм рассчитывают R1. В качестве R1 выбирают подстроечные
резисторы примерно удвоенного номинала чтобы иметь возможность перекрыть погрешности расчетов вызванные неопределенностью учитываемых характеристик транзисторов.
Источники тока Io обеспечивают режим стабилизации Uсм и их
величина должна не менее тока (33):
Схема источника тока приведена на рис. 10. Ток Io – это ток
коллектора VT1 включенного по схеме с фиксированным потенциалом базы (резисторы R1-R2) эмиттерной стабилизацией (R3) и термокомпенсацией (VD1). Потенциал базы UБ для сохранения активного режима транзистора должен удовлетворять условию
Рис. 10 Схема источника тока.
После выбора транзистора VT1 по предельным параметрам
выбирается ток делителя
Iдел = (510)IоБ = (510)Iо
и рассчитываются резисторы
Расчет второго источника тока на n-p-n транзисторе не отличается от рассмотренного.
Если требуется дополнительное усиление по току применяют
вариант цепи смещения (рис. 11 а). Требования к VT1:
где IБm- входной ток предоконечных транзисторов для типовой
схемы определяемый по формуле (33).
Рис. 11 Варианты схем цепи смещения
Вариант цепи смещения на рис. 11б обеспечивает кроме усиления по току усиление и по напряжению за счет включения VT1 по
схеме ОЭ. Стабилитрон VD1 подбирают по UстЕ чтобы постоянная составляющая Uвх была близка к нулю. Требования к VT1 по
предельным параметрам такие же как и в схеме на рис. 11а.
5. Выбор ОУ для усилителя мощности расчет элементов цепи ООС
По справочнику подбирается ОУ с характеристиками удовлетворяющими условиям (3-5) с учетом принятых при проектировании
ВК схемотехнических решений. Цепь ООС рассчитывается с учетом
принятого значения по формуле (1). Если ВК выполнен по схеме с
усилением напряжения то выбирается значение Кум>1 чтобы снизить требования (45) к предварительному усилителю.
Резисторы цепи ООС выбираются из условия нагрузки ОУ
6. Расчет предварительного усилителя
Предварительный усилитель должен быть двухкаскадным причем один из каскадов инвертирующий а другой - неинвертирующий
в любой последовательности. Общее усиление
распределяется примерно поровну между первым и вторым каскадами. Проектирование усилителя включает:
б) расчет элементов цепей ООС
в) расчет режима покоя предварительного усилителя с учетом
напряжения смещения и входных токов ОУ
г) расчет разделительных конденсаторов исходя из заданной
д) построение асимптотических ЛАЧХ каскадов и усилителя в
7. Проектирование блока питания
Блок питания в общем случае содержит 4 канала: источники Е+
и Едля питания выходного каскада и источники U+ и U питания
ОУ. Стабилизаторы рассчитываются на выходное напряжение и ток.
При проектировании стабилизаторов необходимо определить средний
ток потребления IП и максимальный ток IПмакс по каждому каналу
путем суммирования токов всех нагрузок данного канала – Iнm Iо IП
ОУ и др. Для определения среднего тока учитывается ток (11).
Стабилизаторы могут быть выполнены на интегральных микросхемах. В приложении приведены параметры и схемы включения интегральных стабилизаторов КР1179ЕН и КР1180ЕН разработанных
под стандартизированный ряд напряжений питания 5; 6; 8; 9;
;15;18; 24 В и выходной ток до 15А [3].
Входное (выпрямленное) напряжение выбирают из условия
Uв=Uвх = (Uвых+Uмин)(1+ КН +КП)
где КН=01- коэффициент нестабильности сети
КП –коэффициент пульсаций
Uмин – минимальное напряжение на стабилизаторе.
Для увеличения выходного тока применяют дополнительные
транзисторы - рис. 12.
Рис. 12 Интегральный стабилизатор КР1180 с повышенным выходным током
Транзистор VT1 подбирается по предельным параметрам
Uкэмакс> Uвх(1+ КН +КП) Uвых
Ркмакс > [Uвх(1+ КН ) Uвых] IП .
Для транзистора VT1 должен проводиться расчет радиатора; при
больших токах нагрузки для уменьшение мощности стабилизатора
транзистор выполняется составным.
Резистор R1 выбирается из условия
R1 =(0205)UБЭ отп I ПСТ
где IПСТ – ток потребления стабилизатора DA1.
При необходимости точной установки требуемого значения напряжения питания применяют схемы с регулированием – рис. 13.
Рис. 13 Интегральный стабилизатор КР1180 с регулируемым выходным напряжением
Резисторы рекомендуется определять из соотношений
Варианты схем выпрямителей с фильтрами показаны на рис. 14.
Выпрямители могут быть выполнены как на дискретных диодах так и
на блоках диодов (мостах). Для схемы на рис. 14а требования к
UОБР макс > Uв(1+ КН +КП)+UПР
где UПР1В – прямое напряжение на диодах.
Действующие значения напряжений и токов вторичных обмоток
U 2 m U в 1 КП 2 UПР
Рис.14 Схемы выпрямителей
Для выпрямителя на рис. 14б обратное напряжение на диоде
равно удвоенному амплитудному значению напряжения вторичной
Трансформатор подбирается по вторичным параметрам U2 и I2
рекомендуется использовать многообмоточные унифицированные
трансформаторы ТПП для питания устройств на полупроводниковых
Рис. П1 Схема включения интегрального стабилизатора КР1180
Рис. П2 Схема включения интегрального стабилизатора КР1179
Ю. А. Козусев. Практическое пособие к лабораторным занятиям по теме "Исследование усилителей мощности" курса "Электронные цепи непрерывного действия" для студентов специальности Т.07.02. Гомель. ГПИ. 1997. N2147
Ю. А. Козусев. Методические указания к лабораторным занятиям по курсу "Электронные цепи непрерывного действия
часть 1 для студентов специальности 20.05. Гомель. ГПИ.
Нефедов А.В. Интегральные микросхемы и их зарубежные аналоги. Справочник. Т. 9.-М.: ИП РадиоСофт 1999.- 512 с.
Резисторы конденсаторы трансформаторы дроссели коммутационные устройства РЭА: Справочник Н.Н. Акимов и др. Мн.:
Остапенко Г.С. Усилительные устройства: Учебн. пособие для
вузов. - М: Радио и связь 1989.
Гусев В.Г. Гусев. Г..М. Электроника. Издание второе. М: Высш.
Лапин В.И. Электроника. Учебное пособие. для вузов. Ростов
нД. Феникс. 2000г. 446с.
Резисторы: Справочник В.В.Дубровский и др.; Под ред.
И.И.Четвертакова-2-е изд. М.:Радио и связь 1991.
Полупроводниковые приборы: Диоды тиристоры оптоэлектронные приборы. Справочник А. В. Баюков и др. -М.: Энергоиздат 1982. 744 с.
Справочник по полупроводниковым диодам Бородин Б.А. и
др.; Под редакцией И. Ф. Николаевского. -М.: Связь 1979.
Транзисторы для аппаратуры широкого применения. СправочникК. М. Брежнев и др. Под ред. Б. Л. Перельмана.- М.: Радио и
Гутников В.С. «Интегральная электроника в измерительных
устройствах. 2-е изд. -Л.: Энергоатомиздат 1988.
Галкин В.И. Прохоренко В.А. Полупроводниковые приборы:
(диоды и транзисторы).-Мн.: Беларусь 1979.
Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы: Справочник C. В. Якубовский и др.- М.: Радио и связь 1989.
Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. 2-е изд. -Л.: Энергоатомиздат 1988.
Задание по курсовому проектированию
1 Содержание расчетной части 3
2 Варианты заданий 4
Методические указания по выполнению курсовой работы 9
1 Выбор и обоснование схемы выходного каскада . 9
2 Расчет напряжений питания +Еп потребляемой мощности Ро КПД мощности на коллекторах оконечных транзисторов Рк .. 14
3 Выбор оконечных транзисторов расчет площади теплоотводов ..
4 Расчет элементов усилителя мощности 29
5 Выбор ОУ для усилителя мощности расчет элементов
6 Расчет предварительного усилителя .. 23
7 Проектирование блока питания . 23

Пояснительная записка (3).doc

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РЕСПУБЛИКИ БЕЛАРУСЬ
УЧРЕЖДЕНИЕ ОБРАЗОВАНИЯ
ГОМЕЛЬСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ИМЕНИ П.О.СУХОГО
Факультет автоматизированных и информационных систем
Кафедра «Промышленная электроника»
РАСЧЕТНО-ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА
по дисциплине «Электрические цепи непрерывного действия»
на тему: «Усилитель мощности»
Исполнитель: студент гр.
Руководитель: ст. преподаватель
Подписи членов комиссии
Выбор и обоснование схемы выходного
Расчет напряжений питания ±Еп потребляемой мощности Ро КПД
мощности на коллекторах оконечных транзисторов Pк
Выбор оконечных транзисторов расчет площади теплоотводов
Расчет и выбор элементов усилителя мощности – предоконечные транзисторы
Выбор операционного усилителя для усилителя мощности расчёт элементов
цепи отрицательной обратной
Расчет предварительного
Проектирование блока
Приложения 1. (Спецификация устройства)
Приложение 2. (Схема электрическая принципиальная устройства)
Во многих областях современной науки и техники часто встречается
необходимость усиления электрических сигналов различных видов с сохранением
их формы. Устройства предназначенные для этой цели называют усилителями.
Усилители имеют широкое и разностороннее применение: в радиосвязи и
радиовещании телевидении звуковом кино устройствах записи и
воспроизведения звука дальней проводной связи измерительной аппаратуре а
также в телемеханике автоматике электронно-вычислительных машинах
аппаратуре исследования космического пространства и т.д. Электронные
сигналы усиливаются с помощью специальных приборов – усилительных
элементов которые получают электрическую энергию от источника питания и
преобразует её в энергию усиливаемых сигналов т.е. обладают управляющими
Управляющий источник энергии от которого усиливаемые сигналы поступают
на усилитель называют источником сигнала а цепь усилителя в которую эти
сигналы вводят - входной цепью или входом усилителя. Устройство являющееся
потребителем усиленных сигналов называют нагрузкой усилителя а цепь к
которой подключают нагрузку - выходной цепью или выходом усилителя.
Источник управляемой энергии преобразуемый усилителем в энергию
усиливаемых сигналов называют источником питания усилителя или основным
источником питания. Кроме основного усилитель иногда имеет вспомогательные
источники питания энергия которых не преобразуется в усиливаемые сигналы
а используется для приведения усилительных элементов в рабочее состояние
(например источник питания цепей накала электронных ламп источник
напряжения смещения и т.д.).
Усиление даваемое одним усилительным элементом для практических целей
оказывается обычно недостаточным; в усилителе используют несколько
усилительных элементов включённых таким образом что усиленные первым
элементом сигналы подводятся ко второму усиленные вторым – к третьему и
т.д. При этом один усилительный элемент и отнесенные к нему элементы связи
называют усилительным каскадом или просто каскадом; большинство
современных усилителей является многокаскадными.
Усилители классифицируют по различным признакам: характеру усиливаемых
сигналов полосе усиливаемых частот назначению усилителя и роду
используемых усилительных элементов. Усилители переменного тока усиливают
лишь переменные составляющие сигнала в полосе частот от нижней рабочей
частоты fн до верхней рабочей частоты fв; к этой группе относятся
большинство существующих усилителей.
Усилители с транзисторами и электронными лампами называют электронными
так как принцип действия используемых в них усилительных элементов основан
на электронных процессах происходящих в полупроводнике и вакууме.
Транзисторы и электронные лампы являются наиболее совершенными и
универсальными усилительными элементами; они дают большое усиление в
широкой полосе частот имеют простые схемы включения большой срок службы
не требуют какой-либо настройки и наладки в эксплуатации. По этим причинам
транзисторные и ламповые усилители являются наиболее распространенными и
широко применяемыми несмотря на сравнительно высокий уровень собственных
Если говорить об основных параметрах электронных усилителей то свойства
усилителей во многом определяют область их применения. Чтобы судить о
возможности использования конкретного усилителя в том или ином электронном
устройстве необходимо знать его основные параметры. К ним кроме
коэффициента усиления относятся чувствительность выходная мощность
диапазон усиливаемых частот входное и выходное сопротивление коэффициент
нелинейных искажений и некоторые другие.
Выходной является мощность отдаваемая усилителем в нагрузку. Различают
номинальную и максимальную выходную мощность. Номинальной называют такую
наибольшую выходную мощность при которой искажения усиливаемого сигнала не
превышают некоторого оговорённого заранее значения (обычно 3-5%). С
возрастанием выходной мощности увеличиваются и искажения усиливаемого
сигнала. Наибольшую мощность которую можно получить от усилителя при
уровне искажений до 10% называют максимальной. Максимальная выходная
мощность может в 2-10 раз превышает номинальную.
Чувствительностью усилителя называют напряжение низкочастотного сигнала в
милливольтах или микровольтах подаваемого на его вход при котором
усилитель отдаёт в нагрузку номинальную мощность. Чем меньше это входное
напряжение тем выше чувствительность.
Диапазон усиливаемых частот – это область рабочих частот усилителя в
границах которой его коэффициент усиления изменится в пределах заданных
техническими условиями. Диапазон частот в пределах которого коэффициент
усиления не более чем в 07 раз от максимального значения называют
полосой пропускания усилителя. Входное сопротивление – характеризует
внутреннее сопротивление усилителя переменному току. От правильного выбора
входного и выходного сопротивления во многом зависит входная и выходная
мощность усилителя и работа всего устройства. Коэффициент нелинейных
искажений называемый иногда коэффициентом гармоник отображает уровень
нелинейных искажений усилителя. Усилитель не является линейным элементом
поэтому при поступлении на его вход гармонического сигнала изменяющегося с
частотой f1 в выходном сигнале возникнут дополнительные составляющие с
частотами f2=2f1 f3=3f1 и т.д. Для наглядного изображения устройства
усилителя воспользуемся структурной электрической схемой:
Рис.1. Структурная электрическая схема усилителя.
На этой схеме изображены основные узлы усилителя: предварительный
усилитель усилитель мощности источник питания состоящий из
трансформатора выпрямителя фильтра и стабилизатора.
Предварительный усилитель состоит из одного или нескольких каскадов
предварительного усиления назначением которых является усиление
напряжения тока или мощности сигнала до величины необходимой для подачи
на вход усилителя мощности. Основное требование предъявляемое к каждому
каскаду предварительного усиления заключается в получении возможно
большего напряжения тока или мощности сигнала так при этом число каскадов
будет наименьшим а усилитель – наиболее простым и дешёвым.
Питание усилительных схем может осуществляться от различных источников
но основным из них является выпрямитель и стабилизатором напряжения
совместно с фильтром который уменьшает коэффициент пульсаций.
В зависимости от положения точки покоя на статических ВАХ активных
приборов УМ делятся на классы. Количественной характеристикой класса
усилителя служит угол отсечки Qотс – выраженная в градусах половина
длительности той части периода усиливаемого сигнала в течение которой
через активный прибор протекает ток.
В режиме класса А точка покоя выбирается таким образом чтобы рабочая
точка при движении по линии не попадала в области отсечки коллекторного
тока и насыщения а транзистор в течение всего периода усиливаемых сигналов
остается в активном режиме.
Для класса А угол Qотс =1800 т.к. ток через транзистор при определенном
уровне амплитуд входных сигналов протекает в течение всего периода сигнала.
Достоинством класса А является низкое значение коэффициента гармоник по
сравнению с остальными классами причём чем меньше амплитуды сигналов по
сравнению с током покоя и соответственно меньше КПД тем меньше искажения
сигнала. Из-за низких энергетических параметров усилители мощности класса А
находят применение в качестве микромощных усилителей мощности с выходной
мощностью до нескольких десятков милливатт.
Усилители мощности класса В выполняют по трансформаторной и
безтрансформаторной схемам. Наиболее распространена схема
безтрансформаторного двухтактного усилители мощности класса В на
комплиментарных транзисторах (с дополнительной симметрией) работающих в
режиме эмиттерных повторителей напряжения на общую нагрузку.
Положительная полуволна напряжения на нагрузку при подаче на вход сигнала
формируется транзистором n-p-n типа а отрицательная – транзистором p-n-p
типа. При отсутствии сигнала оба транзистора закрыты потребляемая мощность
Недостатком усилителей мощности класса В являются переходные искажения
сигнала особенно заметные при малых амплитудах напряжения. Эти искажения
появляются в моменты перехода сигнала через ноль и обусловлены резкой
нелинейностью входных ВАХ биполярных транзисторов на начальном участке. Для
уменьшения переходных искажений применяют класс АВ - промежуточной между
режимами А и В с углом отсечки 100 – 1200 . Точка покоя транзисторов
задаётся в активной области. Для сдвига точки покоя в активную область
применяют дополнительные источники Есм > Uотп. В качестве отпирающих
напряжений используют напряжения на прямосмещённых p-n – переходах диодов.
Современные усилители мощности для уменьшения нелинейных искажений строят
по схемам с общей отрицательной обратной связью на основе режимов В и АВ.
Uнm = 7.5 (В) - амплитуда напряжения на нагрузке;
Pн = 14 (Вт) - мощность на нагрузке;
Rн = 2.01 (Ом) - сопротивление нагрузки;
Iнm = 3.73 (А) - амплитуда тока на нагрузке;
Uвхm = 4 (мВ) - амплитуда входного напряжения;
fн = 22 (Гц) - низшая частота усиливаемых сигналов;
fв = 11 (кГц) - высшая частота усиливаемых сигналов.
Выбор и обоснование схемы выходного каскада.
Схема усилителя мощности приведена на рис.1.1. Вид отрицательной
обратной связи – единичная ООС по напряжению.
Рис.1.1. Усилитель мощности
Операционный усилитель DA обеспечивает заданное значение напряжения на
нагрузке а усилитель мощности как правило имеет коэффициент Ku(1 и
усиливает сигнал ОУ по току и следовательно по мощности. В тех случаях
когда выходное напряжение ОУ меньше Uнm выходной каскад должен иметь Ku(1
и для этого содержать транзисторы включенные по схеме ОЭ.
Рис.1.2. Типовая схема выходного каскада
Расчет напряжений питания ±Е потребляемой мощности Ро КПД мощности
на коллекторах оконечных транзисторов Рк.
Среднее значение потребляемого тока:
Потребляемая мощность:
Мощность на коллекторе:
Коэффициент полезного действия:
Максимальная мощность на коллекторе:
Рис.2.1. Линии нагрузки входных транзисторов
Построим зависимости Ро(Uнм) Рн(Uнм) Рк(Uнм) КПД(Uнм). Uнм=0.001 Uнм.
Рис.2.2. Зависимость Po Pн Pк от напряжения Uнм
Рис.2.3. Зависимость КПД от напряжения Uнм
Выбор оконечных транзисторов расчёт площади теплоотводов.
Выходные транзисторы выбираются по предельно-допустимым параметрам:
По справочнику [5] подбираем транзисторы удовлетворяющие предельным
Рассчитаем площадь теплоотвода для транзистора VT4.
Общее тепловое сопротивление:
[pic]- температурный запас.
Общее тепловое сопротивление складывается из составляющих:
[pic]- тепловое сопротивление теплоотвод – окружающая среда.
где [pic]- коэффициент зависящий от условий теплообмена радиатора с
[pic]- площадь теплоотвода.
Из формулы (3.5) определяем:
Из формулы (3.6) определяем:
Так как параметры VT4 и VT5 одинаковые то площадь теплоотвода
транзистора VT5 равна 95.905 см2.
Суммарная площадь теплоотводов для двух транзисторов:
Расчёт и выбор элементов усилителя мощности – предоконечные
транзисторы источники тока и др.
Резисторы R3 и R4 включённые параллельно эмиттерным переходам
предоконечных транзисторов предотвращают режим обрыва базы выходных
транзисторов при запирании предоконечных транзисторов и выбираются в
пределах 100-500 Ом[1].
R3R4: МЛТ-0125-470 Ом ± 5%.
Входной ток выходных транзисторов VT4 и VT5:
Требования к предоконечным транзисторам:
Выбираем транзисторы с параметрами[5]:
После выбора предоконечных транзисторов определяем входной ток усилителя
Определяем UБЭ4=07 В.
Напряжение Uкэ транзистора VT1 устанавливают равным:
где [pic]напряжение отпирания транзисторов.
Транзистор VT1 включён по схеме с коллекторной стабилизацией – c
отрицательной обратной связью по напряжению. Напряжение на нём:
Определив значение Uсм и задавшись R2=1кОм рассчитаем R1(UБЭ=0.7В):
Выбираем R1: СП3-38а-0125-47 кОм[p
R2: МЛТ-0125-1 кОм[pic]5%.[1]
Ток источника тока равен (IO≥IВХМ):
Выбираем транзистор VT1:
Выбираем транзистор с параметрами[5]:
Рассчитаем источники тока.
Рис.4.1. Схема источника тока.
Выбираем транзисторы VT6 и VT8 по предельным параметрам:
VT6 VT8: КТ361А (p-n-p)
Потенциал базы UБ для сохранения активного режима транзистора должен
удовлетворять условию:
Выбираем ток делителя:
Рассчитываем резисторы: Uпр=07В
Выбираем резисторы R5R6R7[1]:
R5: МЛТ-0125-3.6 кОм[p
R6: МЛТ-0125-620 Ом[p
R7: МЛТ-0125-15 кОм[pic]5%.
Второй источник тока на n-p-n транзисторе рассчитывается аналогично.
Результаты расчетов будут такие же.
Выбираем n-p-n транзисторы VT7 VT9 и резисторы R8 R9 R10 для второго
VT7 VT9: КТ315А (n-p-n)
R8: МЛТ-0125-3.6 кОм[p
R9: МЛТ-0125-620 Ом[p
R10: МЛТ-0125-15 кОм[pic]5%.
По справочнику [8] подбирается ОУ с характеристиками удовлетворяющими
Выбираем операционный усилитель DA1 КР140УД6А с параметрами:
Расчёт предварительного усилителя.
Предварительный усилитель должен быть двухкаскадным причём один из
каскадов инвертирующий а другой – неинвертирующий. Общее усиление
распределяется поровну между первым и вторым каскадами.
Требуемый коэффициент предусилителя равен:
выбираем [pic] [pic]
Рис.6.1. Схема предусилителя.
Рассчитаем первый каскад предусилителя (неинвертирующий).
Выбираем ОУ DA2 КР140УД7 с параметрами[8]:
Резисторы определим из условия:
Выбираем: [pic] тогда [pic].
Выбираем резисторы R11 R12 R13[1]:
R11: МЛТ-0125-10 кОм[p
R12 R13: МЛТ-0125-430 кОм[p
Входное напряжение ошибки:
Выходное напряжение ошибки:
Коэффициент передачи цепи ОС:
На постоянном токе глубина ОС:
Реальное усиление замкнутого усилителя не менее:
(6.9) Погрешность не превышает
Рассчитаем конденсатор С1:
С1: К71-7-20В-0020мкФ±10%.[1]
Рассчитаем аналогично второй каскад предусилителя (инвертирующий):
Выбираем ОУ DA3 КР140УД7 с параметрами[8]:
Выбираем: [pic] тогда [pic]
Выбираем резисторы R14 R15[1]:
R14: МЛТ-0125-10 кОм[p
R15: МЛТ-0125-430 кОм[p
Так как UОВЫХ2 велико то применяем разделительный конденсатор С2:
С2: К71-7-20В-1мкФ±10%.[1]
Построим ЛАЧХ каскадов и усилителя в целом:
Рис.6.2. ЛАЧХ каскадов и усилителя в целом.
Проектирование блока питания
Расчёт и выбор стабилизаторов
Блок питания в общем случае содержит 4 канала: источники [pic] и [pic]
для питания выходного каскада и источники [pic] и [pic] питания ОУ.
Стабилизаторы рассчитываются на выходное напряжение и ток. При
проектировании стабилизаторов необходимо определить средний ток потребления
Iп и максимальный ток Iпмакс по каждому каналу путем суммирования токов
всех нагрузок данного канала – Iнm Iо Iп_оу и др. Стабилизаторы могут
быть выполнены на интегральных микросхемах.
Для питания каналов E+ и E- выбираем интегральный стабилизатор DA4 и DA5
[pic]Рис. 7.1. Схема включения интегрального стабилизатора КР1180ЕН9.
Параметры выбранного интегрального стабилизатора:
Т.к. Iвых =15 А а Iнm=3.73 А то используем схему с повышенным входным
током (транзистор VT10 (p-n-p) для канала E+ и VT11 (n-p-n) для канала E-).
Входное (выпрямленное) напряжение стабилизатора выбирают из условия:
Uв1 = Uвх1 = (Uвых1+Uмин+Uбэ) ((1+ Кн+Кп) =(12+25+1)(1+0.1+0.1)=18.6В
Транзисторы VT10 и VT11 выбираем по следующим предельно-допустимым
Выбираем комплементарную пару n-p-n и p-n-p транзисторов [5] имеющих
VT10: КТ818А (p-n-p);
VT11: КТ819А (n-p-n).
Параметры выбранных транзисторов:
Рассчитаем площадь теплоотвода для транзистора VT10.
Так как параметры VT10 и VT11 одинаковые то площадь теплоотвода
транзистора VT11 равна 173.641 см2.
Резистор R16 выбирается из условия:
где Iпст- ток потребления стабилизатора DA1.
Выбираем резисторы R16 и R17[1]:
R16R17: МЛТ-025-20Ом±1%
Выбираем конденсаторы С5 - С8 [1]:
С5С6: К53-14-16 В – 033 мкФ [p
C7С8: К53-14-10 В – 1 мкФ [pic] 10%.
Для питания каналов U+ и U- выбираем интегральный стабилизатор DA6 и DA7
Рис. 7.2. Схема включения интегрального стабилизатора КР1180ЕН15.
Uв2 = Uвх2 = (Uвых2+Uмин) ((1+ Кн +Кп)=(15+2.5)(1+0.1+0.1)=21В
Выбираем конденсаторы С11- С14 [1]:
С11С12: К53 - 14 - 30 В - 0.33 мкФ [pic]
C13С14: К53 - 14 - 16 В - 1 мкФ [pic] 10%.
Расчёт и выбор выпрямителя и схемы фильтра для питания ОУ и выходных
Выберем выпрямитель со средней точкой (Рис.7.3.).
Рис. 7.3. Схема выпрямителя со средней точкой.
Рассчитаем действующее значение напряжения и ток вторичной обмотки
трансформатора предназначенного для питания каналов E+ и E- :
Требования к диодам:
Выбираем диоды VD1-VD4 [3]: КД204В .
Параметры выбранных диодов:
Рассчитаем емкость конденсаторов С3 и С4.
Так как конденсаторы симметричны то их емкости одинаковы.
где tр – время разряда конденсаторов (tр=7мс).
Выбираем С3 и С4 [1]: К 71 – 7-25В- 2400мкФ ± 5%
трансформатора предназначенного для питания каналов U+ и U- :
Выбираем диоды VD5-VD8 [3]: Д2Г .
Рассчитаем емкость конденсаторов С9 и С10.
Выбираем С9 и С10 [1]: K52-1Б – 25 В – 33 мкФ±10%
Выбор трансформатора
В соответствии с формулами (7.4 7.5 7.16 7.17) выбираем трансформатор
[1]: ТПП304 – 127220 -50.
Рис. 7.4. Трансформатор ТПП304 – 127220 -50.
Параметры выбранного трансформатора:
- номинальная мощность: 135 ВА
- ток первичной обмотки: 14079 А
- ток вторичной обмотки: 386 А
- напряжения вторичных обмоток:
В данной курсовой работе был спроектирован двухтактный усилитель
мощности класса АВ с общей отрицательной обратной связью.
Усилитель имеет две ступени усиления: по напряжению (предварительный
усилитель) и по напряжению и току (усилитель мощности). Обе ступени
содержат операционные усилители и имеют корректирующие усиление обратные
Спроектированный усилитель может применяться в качестве усилителя
мощности звуковой частоты в диапазоне 22 Гц – 11 кГц работающий на
акустическую систему с сопротивлением Rн = 2.01 Ом. Коэффициент полезного
действия данного усилителя мощности равен 53.6%. Максимальная мощность на
нагрузке равна 14 Вт. Усилитель питается от сетевого напряжения 220 В (50
Параметры используемых в усилителе и источнике питания элементов взяты из
справочной литературы и полностью соответствуют ГОСТу.
Резисторы конденсаторы трансформаторы дроссели коммутационные
устройства РЭА: Справочник Н. Н. Амиков и др. Мн.: Беларусь 1994.
Остапенко Г. С. Усилительные устройства: Учебн. пособие для вузов. – М:
Полупроводниковые приборы: Диоды тиристоры оптоэлектронные приборы.
Справочник А. В. Баюков и др. – М.: Энергоиздат 1982. 744 с.
Транзисторы для аппаратуры широкого применения. Справочник К. М.
Брежнев и др. под ред. Б. Л. Перельмана. – М.: Радио и связь 1981.
Галкин В. И. Прохоренко В. А. Полупроводниковые приборы: (диоды и
транзисторы). – Мн.: Беларусь 1979.
Ю. А. Козусев. Практическое пособие к лабораторным занятиям по теме
«Исследование усилителей мощности» курса «Электронные цепи непрерывного
действия» для студентов специальности Т.07.02. Гомель. ГПИ. 1997. №3147.
действия» часть 1 для студентов специальности Т.07.02. Гомель. ГПИ. 1990.
А.Л. Булычев В.И. Галкин В.А. Прохоренко. Аналоговые интегральные
схемы: Справочник. – Минск «Беларусь» 1993.

pract1.pdf

ЛАБОРАТОРНЫЙ ПРАКТИКУМ ПО ДИСЦИПЛИНЕ
«АНАЛОГОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА»
№1 «Исследование однокаскадного усилителя на биполярном транзисторе в схеме включения с общей базой»
№2 Исследование усилителей на биполярном транзисторе в
схеме включения с общим эмиттером
№ 3 Исследование эмиттерного повторителя напряжения
№4 Исследование усилителей на ПТ в схеме ОИ
№5 Исследование истокового повторителя напряжения
№6 Усилители мощности· · · · · · · · · · ·· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·
№7 Дифференциальный усилитель· · · · · · · · · · ·· · · · · · · · · · · · · · · · · ·
№8 Исследование параметров операционных усилителей.
№9 Исследование интегратора· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·
№10 Исследование дифференциатора · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·
№11 Исследование импульсных схем на операционых усилителях
Кафедра «Промышленная электроника»
Дисциплина: Аналоговая электроника
Лабораторная работа № 1
Исследование однокаскадного усилителя на транзисторе в
Цель работы: расчет элементов схемы усилителя определяющих режим работы транзистора по постоянному току теоретическое и экспериментальное исследования основных параметров и характеристик усилителя исследование влияния сопротивлений источника сигнала и нагрузки на
коэффициенты усиления по напряжению и току исследование АЧХ усилителя.
Аппаратное обеспечение:
Биполярный транзистор КТ201А блок питания набор конденсаторов постоянных и переменных резисторов в составе универсального лабораторного стенда
Универсальные цифровые вольтметры Щ4300
Генератор сигналов Г3-112
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №1
«ИССЛЕДОВАНИЕ ОДНОКАСКАДНОГО УСИЛИТЕЛЯ НА
БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ В СХЕМЕ ВКЛЮЧЕНИЯ С
Целью работы является расчет элементов схемы усилителя определяющих режим работы транзистора по постоянному току теоретический расчет и экспериментальное исследование основных параметров усилителя исследование влияния сопротивлений источника
сигнала и нагрузки на коэффициенты усиления по току и напряжению исследование частотной и амплитудной характеристик.
ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ
В усилителе на биполярном транзисторе в схеме включения с
общей базой источник сигнала ЕГ активный элемент- транзистор VT и
нагрузка RН имеют общий потенциал (точку). Схема усилителя приведена на рис. 1.
Рис. 1 Усилитель на биполярном транзисторе в
схеме включения с общей базой
Рабочий режим транзистора - ток покоя и напряжение покоя на
коллекторе IОК и UОК - задается с помощью источников ЕЭ и ЕК и ре-
зисторов RЭ и RК. Для постоянных токов покоя IОЭIОК транзистора и
напряжений выполняются соотношения:
IОК =·IОЭ+IКО IОЭ = (EЭ–UОЭ)RЭ
Для обеспечения максимального размаха напряжения на коллекторе обычно напряжение покоя выбирают равным UОК=05·EК.
Стабильность рабочей точки (IОКUОК) определяется влиянием
температуры на коэффициент передачи тока эмиттера обратный
ток коллектора IКО и напряжение UОЭБ. При 1 и IОК » IКО основное
влияние оказывает температурный дрейф UОЭБ для уменьшения
влияния которого в соответствии с (2) необходимо обеспечить условие ЕЭ UОЭ 07 В. При достаточно больших ЕЭ (более 2-3 В) и RЭ
(от 1 до 2 кОм) можно считать что со стороны эмиттера транзистор
запитан источником тока (RЭ значительно больше входного сопротивления транзистора) и ток через транзистор не зависит от изменения
При заданном напряжении UОК (или токе IОК) расчет элементов
схемы заключается в определении тока покоя (или напряжения) из
соотношения (1) и определении RЭ или ЕЭ из уравнения (2).
Разделительные конденсаторы С1 и С2 необходимы для исключения влияния источника сигнала и нагрузки на режим работы транзистора по постоянному току. Подключение источника сигнала и нагрузки через конденсаторы предотвращает протекание через эти цепи
постоянных токов. Для переменных (усиливаемых) сигналов IВХ IВЫХ
сопротивления разделительных конденсаторов на частоте сигнала
должны быть достаточно малы чтобы пренебречь их влиянием.
На рис. 2 приведены линии нагрузки и временные диаграммы
В координатах (IКUКБ) уравнение UК = EКIК·RК представляет
собой уравнение прямой линии проходящей через точки (IК = 0
UКБ=EК) и (IК = EК RК UКБ = 0). Эта линия называется статической
линией нагрузки т.к. по ней перемещается рабочая точка 0 по постоянному току.
При положительной полуволне синусоидального напряжения ЕГ
напряжение па входе (эмиттере) UВХ становится более положительным токи эмиттера и коллектора уменьшаются напряжение на кол-
лекторе и нагрузке увеличивается формируется положительная полуволна выходного сигнала.
Рис. 2 Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов
При отрицательной полуволне входного сигнала эмиттерный
переход открывается сильнее возрастают токи IЭ и IК увеличивается
падение напряжения на RК потенциал на коллекторе становится
меньше формируется отрицательная полуволна выходного сигнала.
Так как фазы входного и выходного синусоидальных сигналов совпадают усилитель является неинвертирующим. Переменный (сигнальный) ток транзистора IК(t) распределяется между резисторами RК и RН
поэтому эквивалентная нагрузка для транзистора по переменному току RКН = RКRН меньше чем по постоянному. Динамическая линия
нагрузки наклон которой определяется величиной RКН проходит через точку 0 более круто чем статическая линия и описывается уравнением:
UК = UОК – IК(t)·RКН
где IК(t)-переменная (сигнальная) составляющая тока отсчитывается от IОК.
В случае короткого замыкания (при RН=0) UК=UОК UК(t)=0 и динамическая линия нагрузки проходит через точку покоя 0 вертикально. Для построения динамической линии нагрузки пользуются
тем свойством что эта линия пересекает ось абсцисс в точке А:
UА = UОК + IОК·RКН так как при мгновенном значении переменной составляющей IК(t) = IОК суммарный ток через транзистор равен нулю:
IК = IОК+IК(t)=0. Динамическую линию нагрузки проводят через точки
покоя 0 [UОК; IОК] и (IК=0 UКБ=UА=UОК+IОК·RКН). Для ненагруженного
усилителя (при RН=) сопротивления в коллекторной цепи для постоянного и переменного тока равны RК поэтому статическая и динамическая линии нагрузки совпадают. Из рис. 2 видно что в этом случае
максимальная амплитуда положительной и отрицательной полуволн
выходного напряжения соответственно равны ЕК–UОК и UОК.
Для нагруженного усилителя максимальное значение амплитуды положительной полуволны Um= IОК·RКН. Следовательно при заданных RН и UВЫХ m оценка IОК>UВЫХmRКН позволяет выбрать IОК и RК
при расчете усилителя по постоянному току.
Рис. 3 Потенциальные диаграммы усилителя ОБ
В области средних частот сопротивлениями конденсаторов
пренебрегают. После замены транзистора линейной Т-образной физи-
ческой схемой замещения и с учетом того что внутренние сопротивления источников питания равны нулю получим эквивалентную схему усилителя для переменных (сигнальных) составляющих токов и
напряжений (рис. 4).
Рис. 4 Эквивалентная схема усилителя в области
Входное сопротивление усилителя определяется сопротивлением RЭ и входным сопротивлением транзистора в схеме ОБ:
На практике выполняется условие RЭ»h11Б поэтому ответвлением сигнального тока IВХ в цепь RЭ можно пренебречь: IВХ= IЭ а входное сопротивление:
RВХ= UВХIВХ=(IЭ·RЭ+IБ·RБ)IЭ=RЭ+(1– )·RБ=h11Б
Выходное сопротивление также определяется параллельным соединением выходного сопротивления транзистора и RК и вследствие
соотношение rК » RК :
Коэффициент усиления по напряжению в режиме холостого хода (RН = ) определим при допущении что ток зависимого источника
IЭ не ответвляется в высокоомную цепь rК:
KUXX = UВЫХ XXUВХ = IК·RКIЭ· h11Б = RК h11Б RКh11Б
При подключении нагрузки коэффициент усиления по напряжению уменьшается так как уменьшается эквивалентная нагрузка транзистора:
По отношению к источнику сигнала с внутренним сопротивлением RГ:
Ке= RКНRГ при RН » RК Kе = RК RГ
Коэффициент усиления по напряжению в этом случае не зависит
от параметров транзистора а определяется только отношением сопротивлениий. Это позволяет реализовать усилитель со стабильным
усилением но из-за необходимости задания большого RГ коэффициент усиления Ке не превышает 10-20.
Коэффициент усиления по току при RН =0
KiКЗ = IВЫХ КЗ IВХ ·IЭIЭ =
При RН 0 часть выходного тока IК транзистора ответвляется в
IВЫХ =IК·RК (RК + RН) = ·IЭ· γiВЫХ
и коэффициент усиления тока меньше единицы:
Если преобразовать источник входного сигнала в эквивалентный источник тока величиной IГ = EГRГ и внутренним сопротивлением RГ то входной ток усилителя:
IВХ = IГ· RГ (RГ + RВХ) = IГ ·γiВХ
Коэффициент усилению по току по отношения к IГ:
КI = IВЫХIГ = γIВХ ·α ·γIВЫХ
При условии RГ » RВХ выполняется соотношение γiВХ 1 и
Таким образом усилительный каскад на транзисторе в схеме
ОБ имеет низкое входное и высокое выходное сопротивления коэффициент усиления по току меньше единицы. Для получения больших
коэффициентов усиления по напряжению необходимо обеспечить работу усилителя от низкоомного источника сигнала и на высокоомную
Зависимости коэффициентов усиления каскада от RН и RГ
приведены на рис. 5 и 6.
Сопротивления RН и RГ оказывают существенное влияние на параметры усилителя через коэффициенты γU и γi.
Коэффициенты усиления по напряжению КU и Ке равны нулю
при RН=0 при RН « RК возрастают линейно с ростом RН а при RН » RК
практически не зависят от RН и ограничены величинами соответственно КUXX и КUXX·γUВХ. Коэффициенты усиления тока при RН =0
максимальны примерно равны α и уменьшаются с ростом RН до нуля
Сопротивление RГ оказывает влияние только на параметры по
отношению к ЕГ и IГ причем это влияние обратное по отношению к
влиянию RН. Из-за малого входного сопротивления усилителя уменьшение Ке в соответствии с формулами (9) и (10) начинается уже при
RГ=1÷10 Ом. Коэффициент усиления по току KI наоборот увеличивается с ростом RГ и уже при RГ > 100 Ом практически не зависит от RГ.
Рис. 5 Влияние сопротивления RН на параметры усилителя
Рис. 6. Влияние сопротивления RГ на параметры усилителя
На низких частотах сопротивления разделительных конденсаторов увеличиваются это приводит к уменьшению коэффициентов усиления и появлению фазового сдвига между входным и выходным сигналами. На низких частотах когда XC1 >>RГ или XC2 >>RК коэффициенты усиления равны нулю. При заданной нижней частоте усиливаемых сигналов значение конденсаторов можно ориентировочно определить:
C1>[2·fН·(RГ+RВХ)]–1
C2>[2·fН· (RК+RН)] –1
При заданном значении C2 C1 RК и RН нижнюю граничную
частоту можно найти из соотношения (17).
Частотный диапазон усиливаемых сигналов ограничен сверху
частотной зависимостью влиянием емкости коллекторного перехода СК и емкости нагрузки.
На практике обычно СН >> СК поэтому уменьшение коэффициента усиления обусловлено в основном шунтирующим действием СН
и уменьшением эквивалентного сопротивления ZН.
Верхнюю граничную частоту усиливаемых сигналов можно
В области средних частот fН f fв коэффициент усиления
не зависит от частоты.
Рис. 7. Частотная характеристика усилителя
МЕТОДИКА ЭКСПЕРИМЕНТА
После расчета элементов усилителя проверяется правильность
расчета. Для этого необходимо установить требуемые значения RК
RЭ ЕЭ ЕК собрать схему (рис. 1) и вольтметром измерить постоянное
напряжение на коллекторе UОК. Расчет считается правильным если
отклонение реального значения UОК от заданного не превышает 20%.
При исследовании усилителя и снятии осциллограмм ЕГ(t)UВХ(t) и
UВЫХ(t) необходимо пользоваться двухканальным осциллографом.
Одновременно наблюдая UВХ(t) и UВЫХ(t) убедиться в отсутствии фазового сдвига между напряжениями. Величина входного сигнала
должна быть такой чтобы выходное напряжение было синусоидальным - отсутствовали нелинейные искажения. Для задания режима короткого замыкания выход усилителя через амперметр подключается к общей шине а при холостом ходе - обрывается цепь нагрузки. При исследовании влияния RГ и RН на коэффициенты усиления
требуемые значения сопротивлений устанавливаются при их отключении от исследуемого усилителя.
Рассчитать в соответствии с таблицей 4.1 необходимое
значение ЕЭ и параметр точки покоя UОК или IОК.
Во всех вариантах принять RЭ=26 к0м.
Рассчитать параметры усилителя в области средних частот.
Результаты расчетов занести в таблицу 4.2.
RВХ RВЫХ γUВХ γUВЫХ γiВХ γiВЫХ КUХХ КU Кe КiКЗ Кi КI КP S
УКАЗАНИЕ. Для определения RВХ= RВХБ принять параметры
транзистора rЭ=φT IОЭ rБ=100 Ом =50.
Для более точного расчета можно воспользоваться результатами
исследования статических характеристик или h - параметров транзисторов. Расчет эквивалентной крутизны S провести по формуле
Собрать на лабораторном стенда схему усилителя. Путем измерения UОК проверить правильность расчета.
Измерить входные и выходные напряжения при амплитуде
входного сигнала EГm=100 мВ при заданной нагрузке и холостом ходе
ток короткого замыкания на выходе. Зарисовать осциллограммы напряжений EГ UВХ UК и UВЫХ с учетом постоянных составляющих.
Осциллограммы напряжений на коллекторе транзистора и нагрузке
снять для режимов заданной нагрузки и режима x.x.
Рассчитать параметры усилителя.
УКАЗАНИЕ. Расчет входного и выходного сопротивлений провести по формулам
а эквивалентную крутизну - по формуле
При расчете параметров не допускается использовать формулы
пересчета усилительных параметров (кроме Кр) расчет производить
только через отношения токов и напряжений.
Сравнить полученные данные с расчетными по п.2 и сделать
Исследовать влияние сопротивления нагрузки на усилительные параметры.
f = 5 кГц ЕГm = 100 мВ RГ=
Исследовать влияние сопротивления источника сигнала на
параметры усилителя для режимов х.х. и заданной нагрузки.
УКАЗАНИЕ. Контролировать и поддерживать заданное значение ЕГ после каждого изменения RГ. Наблюдать осциллограммы UВХ и
UВЫХ и обратить внимание на влияние величины RГ на нелинейные
Построить зависимости усилительных параметров от RН и RГ.
Указать асимптоты и точки пересечения графиков с осями координат
С2=022мкФ (влиянием C1 » C2 пренебречь).
Рассчитать верхнюю частоту усилителя fВ при Сн=1нФ.
Подключить к выходу усилителя дополнительно Сн=1нФ и
снять частотную характеристику усилителя поддерживая постоянным значение ЕГ.
Построить теоретическую (п.п. 8) и экспериментальную
АЧХ усилителя Ке(f) отдельно для областей НЧ и ВЧ.
Измерить максимальные значения положительной и отрицательной амплитуд выходного напряжения для холостого хода и при
Построить СЛН и ДЛН усилителя (рис. 2). Графически определить максимальные амплитуды выходного напряжения для заданной
нагрузки и холостого хода. Сравнить расчетные данные с экспериментальными.
Изобразить обобщенные эквивалентные схемы усилителя
первого второго и третьего видов с указанием численных значений
Отчет должен содержать принципиальную схему усилителя с
указанием номиналов элементов в соответствии с номером бригады
результата расчета по постоянному току эквивалентную схему усилителя на основе Т-образной схемы замещения транзистора таблицы
и графики в соответствии с заданием.
Все расчетные формулы применяемые при аналитическом и
экспериментальном определении параметров должны быть приведены в отчете. В заключение приводятся аргументированные выводы.
Назвать основное параметры усилителей как они определяются?
Изобразить обобщенные эквивалентные схемы усилителей с
различными зависимыми источниками сигнала.
Дайте определение коэффициентов распределения по току и
напряжению объяснить их влияние на усилительные параметры.
Сформулировать требования к входному и выходному сопротивлениям для усилителей тока и напряжения.
На основе обобщенных схем усилителей вывести формулы
пересчета KUKi КUS KiS.
Как экспериментально определяются RВХ и RВЫХ усилителя
Привести схему одкокаскадного усилителя на транзисторе в
схеме включения с общей базой объяснить назначение элементов
описать работу усилителя.
Как рассчитывается усилитель ОБ по постоянному току как
выбирается рабочая точка что влияет на стабильность режима покоя
транзистора чем обеспечивается стабильность?
Как строятся статическая и динамическая линия нагрузки
Степаненко И.П. Основы теории транзисторов и транзисторных
схем. М. Энергия 1977 стр. 325 395-397.
Виноградов Ю.В. Основы электронной и полупроводниковой техники. М. Энергия 1972 стр. 223-234 291-293.
Булычев А.Л. Прохоренко В.А. Электронные приборы. Мн. Выш.
шк. 1987 стр. 197-202 205-207.
Остапенко Г.С. Усилительные устройства. М. Радио и связь 1989
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №2
ИССЛЕДОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ НА БИПОЛЯРНОМ
ТРАНЗИСТОРЕ В СХЕМЕ ВКЛЮЧЕНИЯ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Цель работы – научиться рассчитывать элементы стабилизации
режима покоя усилителя ОЭ по постоянному току определять параметры усилителя на основании схем замещения и экспериментально.
Типовая схема усилителя на транзисторе в схеме ОЭ с эмиттерной стабилизацией приведена на рисунке 1.
Рис. 1 Усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения с общим эмиттером
Проектирование усилителя заключается в первую очередь в
расчете схемы по постоянному току. Статический режим анализируют по схеме учитывающей только постоянные токи и напряжения.
Рабочая точка покоя (при отсутствии сигнала) характеризуется
постоянными составляющими входных и выходных токов и напряжений транзистора: IОК=·IОЭIОЭ UОКЭ UОБЭ07 В (Si) IОК=·IОБ.
Рис. 2 Статический режим усилителя ОЭ
Система уравнений статики усилителя при условии IДЕЛ>>IОБ
I ОЭ RЭ U ОКЭ I ОК RК ЕК
U ОБ I ОЭ RЭ U ОБЭ U ОЭ U ОБЭ
ДЕЛ Е К U ОБ R1 U ОБ R2
На рис. 3 показаны линии нагрузки и диаграммы сигналов. Точка покоя расположена на статической линии нагрузки уравнение которой
ЕК= IОЭ·RЭ+UОКЭ+IОК·RКUОКЭ+IОК·(RК+RЭ)
ДЛН пересекает ось напряжений в точке с координатой
При подключении ко входу усилителя источника сигнала EГ изменяется ток базы пропорционально изменяются ток коллектора и
напряжение на коллекторе. Увеличение тока коллектора вызывает
уменьшение напряжения UК поэтому знак приращения напряжения
UВЫХ противоположен знаку приращения UВХ - усилитель ОЭ является инвертирующим. Фазовый сдвиг между синусоидальными сигналами UВХ и UВЫХ равен 180°.
Рис. 3 Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов
В активном режиме ток покоя транзистора
Нестабильность рабочего тока транзистора IОК обусловлена изменением величин IОБ I*КО. Изменение тока базы IОБ зависит от изменения напряжения UБЭ имеющего температурный дрейф примерно
мВград. Вследствие того что эффициент значительно сильнее
зависит от температуры чем α a I*КО =(1+)·IКО нестабильность рабочего тока IОК транзистора в схеме ОЭ значительно (примерно в
раз) больше чем в схеме ОБ.
Для стабилизации рабочей точки применяют схеме с отрицательной обратной связью по постоянному току или напряжению.
Принцип стабилизации за счет действия отрицательной обратной связи заключается в том что информация об изменении IОК или UОК поступает в виде сигнала обратной связи на вход транзистора и вызывает изменение IОК или UОК обратного знака.
Рис. 4 Потенциальная диаграмма усилителя ОЭ
В исследуемом усилителе применена последовательная отрицательная обратная связь по току через эмиттерное сопротивление Rэ
эмиттерная стабилизация. Потенциал базы фиксируется с помощью
делителя R1–R2. Если ток коллектора IОК например увеличится то
увеличится и ток эмиттера: ΔIЭ ΔIК потенциал эмиттера станет более положительным на величину IЭ·RЭ. Так как потенциал базы фиксирован то в соответствии с (1) напряжение UБЭ уменьшается на величину IЭ·RЭ что приводит к уменьшению тока база и тока коллектора. Эффективность стабилизации тем выше чем меньше результирующее изменение тока коллектора.
Чтобы исключать влияние отрицательной обратной связи по переменному току при усилении сигнала резистор RЭ шунтируют конденсатором СЭ который называют блокировочным - блокирует действие обратной связи. В области средних частот при достаточно больших значениях СЭ полное сопротивление ZЭ цепи RЭСЭ мало эмиттер можно считать заземленным сигнал обратной связи IЭ·ZЭ=0.
Разделительные конденсаторы С1 и С2 исключают протекание
постоянных токов через цепи источника сигнала и нагрузки.
Для оценки эффективности схем стабилизации используют коэффициент нестабильности SН который показывает во сколько раз
изменение тока коллектора IК в схеме ОЭ больше чем изменение
тока коллектора IК1 в схеме с идеальной стабилизацией (SН ИД = 1):
Чем меньше коэффициент нестабильности SН тем меньше изменяется ток покоя IОК под действием изменения температуры напряжения питания и других факторов.
Для оценки влияния элементов схемы стабилизации преобразуем базовый делитель в эквивалентный источник EСМ с внутренним
сопротивлением RБ (рис. 5).
Рис. 5 Эквивалентная схема цепи смещения
Параметры цепи смещения
EСМ = EК·R2(R1 + R2)
В режиме покоя потенциал базы:
UОБ = EСМIОБ·RБ = IОЭ·RЭ + UОБЭ
При постоянном напряжении UОБ=ЕСМ (RБ= 0) весь сигнал обратной связи IЭ·RЭ прикладывается к управляющему переходу:
что соответствует наилучшей стабильности. Уменьшение на-
пряжения UБЭ вызывает уменьшение тока базы:
и токов коллектора и эмиттера.
В случае RБ 0 падение напряжения на RБ при протекании изменяющегося тока IБ приводит к изменению потенциала базы UБ
UБ = UОБ+UБ = ЕСМIБ ·RБ= ЕСМ(IОБ+IБ)·RБ=UОБ+IБ·RБ (11)
В результате напряжение на эмиттерном переходе в отличие от
(9) получает дополнительное приращение
UБЭ=UБIЭ·RЭ=UОБ+IБ·RБ(IОЭ+IЭ)·RЭ=UОБЭIЭ·RЭ+IБ·RБ
Приращение IБ·RБ имеет противоположный знак по отношению
к знаку стабилизирующего сигнала IЭ·RЭ и уменьшает стабильность
точки покоя. Увеличении RБ приводит к уменьшаению стабилизирующего действия сигнала обратной связи IЭ·RЭ нестабильность точки покоя ΔIК и ΔUК=ΔIК·RК увеличивается.
Для уменьшения SН необходимо увеличивать сигнал обратной
связи путем величения RЭ и уменьшать влияние IБ путем уменьшения RБ.
В схеме с идеальной стабилизацией значение коэффициента
SН=1 достигается при RБ=0 и RЭ=. Такой коэффициент нестабильности соответствует схеме с общей базой. Уменьшение RБ повышает
стабильность точки покоя (повышает точность статики). Реализуется
естественно в схеме ОБ при RБ=0.
Для схемы ОЭ значение RБ=0 недопустимо. Уменьшение RБ
приводит к росту тока делителя IДЕЛ увеличению мощности в цепи
смещения и к уменьшению входного сопротивления усилителя.
Увеличение Rэ приводит к росту напряжения IОЭ·RЭ и уменьшению коэффициента использования напряжения питания ЕК.
При значениях сопротивлений RБ и RЭ полученных решением
статики (1) коэффициент нестабильности SН рассчитывают по формуле
где Б – коэффициент токораспределения
Предельные значения коэффициентов
Значение SН=1 соответствует идеальной стабилизации (схема
ОБ) а максимальная нестабильность SН = соответствует нестабилизированной (RЭ=0) схеме ОЭ.
Результирующее изменение тока коллектора определяют в соответствии с (5)
Изменение тока коллектора в схеме с идеальной стабилизацией:
Здесь учитывается изменение тока IК за счет всех составляющих
в соответствии с формулой (4): изменение обратного тока коллектора
IКО тока базы через изменение UБЭ и коэффициента усиления .
При заданном изменении температуры Т = Т ТО изменение
IКО определяют по формуле:
I К 0 I К 0 T I К 0 T0 I К 0 T0 2
где IКО(ТО)- обратный ток коллектора при комнатной температуре ТО
IКО(Т)- обратный ток коллектора при заданной температуре Т
ТУДВ 10 град - температура удвоения обратного тока для кремниевых p-n переходов.
Изменение напряжения UБЭ рассчитывают через температурный коэффициент U 2 мВград
Изменение определяют по справочным данным транзистора.
При отсутствии этих данных относительное изменение можно при-
ближенно считать равным +1%град тогда
Исходя из заданного температурного диапазона по формулам
(16÷19) рассчитывают изменение тока коллектора IК1 определяют
коэффициент нестабильности SН из соотношений (13) и (14) и результирующее изменение тока коллектора IК (15). На практике приемлемыми считаются значения SН =5÷10 IК=(01-015)IОК. В случае получения больших значений SН и Iк следует увеличить RЭ и (или)
уменьшить RБ и снова повторить расчет.
Эквивалентная схема усилителя на транзисторе ОЭ в области
средних частот имеет вид:
Рис. 6 Эквивалентная схема усилителя в
области средних частот
Входное сопротивление усилителя представляет собой параллельное включение эквивалентного сопротивления базового делителя
RБ=R1R2 и входного сопротивления транзистора в схеме с ОЭ
RВХЭ= h11Э=rБ+(1+)·r Э
При работе от источника сигнала с внутренним сопротивлением
RГ коэффициент распределения напряжения по входу
При низких значениях сопротивления RБ уменьшаются значе-
Выходное сопротивление
В схеме ОЭ выходное сопротивление собственно транзистора
rК* в (1+) раз меньше чем в схеме ОБ поэтому при работе на высокоомную нагрузку особенно в резонансных усилителях и усилителях с
активной нагрузкой (источник тока с большим внутренним сопротивлением) учет rК* необходим. В исследуемой схеме rК* RК поэтому
При rК* RК ток зависимого источника тока не ответвляется в
цепь rК* . Усиление по напряжению в режиме холостого хода (RН=)
без учета знака выходного напряжения
При подключенной нагрузке
Так как (1+)= и h11Э(1+)=h11Б то
Коэффициенты усиления по напряжению КUХХ и КU схем ОБ и
Коэффициент усиления по отношению к напряжению источника
h11Э RГ RБ h11Э h11Э
Выражение (30) обосновывает основное преимущество усилителя ОЭ перед схемой ОБ: влияние внутреннего сопротивления источника сигнала ослаблено в (1+) раз.
В соответствии с рис. 6
Коэффициенты усиления по току:
Коэффициенты усиления по току в схеме ОЭ в раз больше
чем в схеме ОБ следовательно и усиление по мощности в схеме ОЭ
примерно в раз больше.
Эквивалентная крутизна усилителя
В схемах на транзисторе ОЭ часто резистор RЭ (или его часть)
не шунтируют конденсатором чтобы использовать действие отрицательной обратной связи и по переменному току для стабилизации
усилительных параметров.
Эквивалентная схема входной цепи усилителя ОЭ без блокирующего конденсатора CЭ содержит резистор RЭ.
Входное сопротивление усилителя с учетом RЭ
RВХ rБ (1 ) ( rЭ RЭ ) h11Э (1 ) RЭ
При RЭ>> rЭ что справедливо уже при RЭ=50-100 Ом
Рис. 7 Эквивалентная схема усилителя c
отрицательной обратной связью в области средних
Входное сопротивление усилителя с отрицательной обратной
связью значительно увеличивается возрастает и UВХ что позволяет
усиливать сигналы более высокоомных источников. Недостаток - повышенное влияние RБ.
Усиление по напряжению
h11Э (1 ) RЭ (1 ) RЭ RЭ
h11Э (1 ) RЭ (1 ) RЭ
Эквивалентная крутизна усилителя:
При достаточно больших RЭ коэффициенты усиления по напряжению и эквивалентная крутизна не зависят от параметров транзистора (стабилизируется). Для схемы ОБ при RГ>> h11Э КеRКНRГ.
Следовательно RЭ в схеме 0Э влияет аналогично RГ в схеме ОБ что
легко объяснимо т.к. в обоих случаях резисторы включены в цепь
Равенства (38) и (39) тем точнее чем больше значения и RЭ
но с ростом RЭ уменьшается усиление. Таким образом стабильность
(слабая зависимость параметров усилителя от параметров транзистора) достигается ценой уменьшения усиления - фундаментальное свойство схем с отрицательной обратной связью.
Частотная характеристика усилителя определяется влиянием
конденсаторов С1 С2 и СЭ на низких частотах и инерционными свой-
ствами транзистора и влиянием емкости нагрузки СН на высоких частотах.
Верхняя граничная частота в схеме ОЭ меньше чем в схеме ОБ
во-первых потому что граничная частота коэффициента усиления
меньше чем граничная частота коэффициента a во-вторых эквивалентная емкость коллекторного перехода в схеме ОЭ больше чем
При работе на емкостную нагрузку усилитель ОЭ и ОБ имеют
одинаковые верхние частоты вследствие равенства выходных сопротивлений.
Расчетная часть - пп. 1-3 задания - выполняется при подготовке
Схема исследуемого усилителя (рис. 1) собирается после расчета элементов стабилизации режима работы в соответствии с индивидуальным заданием. Проверка правильности расчета проводится путем измерения постоянных напряжений UОЭ UОБ и UОК при отсутствии сигнала.
При исследовании усилительных параметров необходимо кроме
измерений напряжений цифровым вольтметром наблюдать форму
сигналов с помощью осциллографа и не допускать заметных нелинейных искажение контролировать фазовый сдвиг между сигналами.
В соответствии с номером бригады по исходным данным
таблицы 4.1 рассчитать ток делителя IДЕЛ и сопротивление резистора
R2 базового делителя.
+30 -30 +20 -20 +10 -10 +15 -15 +25 -25
Определить коэффициент нестабильности SН и изменение тока
коллектора IК1 IК и напряжения UК при заданном изменении температуры Т.
УКАЗАНИЕ. Неуказанные в таблице 4.1 значения определить
из системы статики (1). Ориентировочно принять параметры транзистора UОБЭ=07В =50 IКО=05 мкА.
Рассчитать параметры усилителя в области средних частот и
занести в таблицу 4.2
УКАЗАНИЕ. Ориентировочно считать =50 rБ =100 Ом
rЭ=φTIОЭ. Учитывать шунтирующее действие RБ.
Рассчитать параметры усилителя с отрицательной обратной
связью - при отсутствии блокировочного конденсатора СЭ. Результаты расчета занести в таблицу аналогичную таблице 4.2.
Установить требуемые значения напряжения питания и резисторов собрать схему и проверить правильность расчета. Результаты измерения занести в таблицу 4.3.
Подключить к усилителю (с блокировочным конденсатором
СЭ) источник усиливаемого сигнала EГ провести измерения и рассчитать усилительные параметры. Данные занести в таблицу 4.4. Зарисо-
вать осциллограммы напряжений EГ(t) UВХ(t) UВЫХ(t) UВЫХХХ(t).
Параметры транзистора
Исследовать усилитель с обратной связью по току. Отключить блокировочный конденсатор СЭ повторить измерения и расчет по п. 5
для Eгm=100 мВ и f=5 кГц. Данные занести в таблицу аналогичную
Определить с помощью осциллографа максимальные амплитуды выходного сигнала при заданной нагрузке U m U m и холостом
ходе усилителя U mXX U mXX без отрицательной обратной связи.
Построить статическую и динамическую линии нагрузки по результатам расчета нестабильности показать на СЛН диапазон изменения точки покоя и диапазон положений ДЛН при заданном значении
T. Графически определить максимальные амплитуды выходного
сигнала сравнить с измеренными значениями.
первого второго и третьего вида с указанием численных значений параметров.
В отчете должны быть приведены используемые расчетные
формулы принципиальная и эквивалентная схемы усилителя таблицы осциллограммы и схемы в соответствии с заданием.
Изобразить схему усилителя на транзисторе ОЭ объяснить назначение элементов.
Дать определение коэффициента нестабильности схемы ОЭ как он
зависит от элементов схемы каковы его предельные значения?
Что такое эмиттерная стабилизация? Пояснить ее принцип ее действия.
Как определяется изменение тока транзистора в схеме с идеальной
Изложить методику расчета элементов схемы стабилизации рабочего режима.
Объяснить построение статической и динамическое линий нагрузки
усилителя на транзисторе ОЭ.
Изобразить эквивалентную схему усилителя ОЭ в области средних
частот и на ее основе получите выражения для усилительных параметров:
а) с блокирующим конденсатором
б) без блокирующего конденсатора.
Объяснить различие частотных характеристик в области высших
частот для схем ОБ и ОЭ.
схем. М. Энергия 1977 стр. 317-352 369-371.
Виноградов Ю.В. Основы электронной и полупроводниковой техники. М. Энергия 1972 стр. 238-254 258-278 344-346.
Булычев А.Л. Прохоренко В.А. Электронные приборы. Мн.
Выш.шк. 1987 стр. 199-211.
Остапенко Г.С. Усилительные устройства. М. Радио и связь. 1989
стр. 59-64 116-127 176-181.
ИССЛЕДОВАНИЕ ЭМИТТЕРНОГО ПОВТОРИТЕЛЯ
В работе исследуются параметры усилителя на транзисторе в
схеме ОК - эмиттерного повторителя напряжения.
В усилителе на транзисторе в схеме с общим коллектором сигнал поступает на базу а выходной сигнал снимается с эмиттера. Коллектор транзистора по переменному току заземлен через источник
питания ЕК с малым внутренним сопротивлением.
Рис. 1. Усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения с общим коллектором – эмиттерный повторитель
Для переменных составляющих напряжений
UВЫХ(t)=UВХ(t)UБЭ(t)
Напряжение UБЭ в линейном режиме работы транзистора слабо
зависит от переменной составляющей тока базы а значит и от усиливаемых сигналов поэтому UВЫХ UВХ. Схему усилителя на транзисторе ОК называют эмиттерным повторителем напряжения потому
что коэффициент передачи по напряжению примерно равен единице и
фазы сигналов совпадают. Реально UБЭ(t)0 из-за падения части входного сигнала на эмиттерном переходе при протекании переменной составляющей тока базы и эмиттера коэффициент передачи несколько
меньше единицы. Эмиттерный повторитель относится к схемам со
0%-ной отрицательной обратной связью. Вид обратной связи вытекает из соотношения:
UБЭ(t)=UВХ(t)UВЫХ(t)
Транзистор как усилительный элемент реагирует на напряжение
UБЭ(t) которое складывается из входного сигнала и сигнала обратной
связи. Сигнал обратной связи UОС(t)= UВЫХ(t) выходное напряжение
относительно UБЭ и UВХ включено последовательно и вычитается из
входного напряжения с единичным коэффициентом поэтому эмиттерный повторитель – усилитель со 100%-ной отрицательной последовательной обратной связью по напряжению.
Специфические свойства повторителя такие как большое входное и низкое выходное сопротивления по отношению к простейшим
схемам ОБ и ОЭ объясняются наличием обратной связи и ее видом.
Расчет каскада по постоянному току аналогичен расчету схем на
транзисторах ОБ и ОЭ с учетом RК=0. В режиме покоя транзистора
справедливо соотношение
Учитывая что в линейном режиме работы IОК IОЭ СЛН и ДЛН
строят на выходных ВАХ транзистора в схеме ОЭ. Статическая линия нагрузки проходит через точки [UКЭ=0 IК=ЕКRЭ] и [IК=0 UК=ЕК].
Цепь смещения рассчитывается через потенциал базы:
UОБ=UОЭ+ UОБЭ IОЭ·RЭ +07 В
Методика расчета резисторов R1 и R2 для схем с эмиттерной стабилизацией справедлива и для исследуемой схемы.
Так как точное значение неизвестно но выполняются условия >>1 и IДЕЛ>>IОБ в формуле (5) током IОБ пренебрегают.
Динамическая линия нагрузки проводится через точку покоя с
наклоном определяемом эквивалентной нагрузкой па переменному
Рис. 3 Потенциальная диаграмма повторителя
Малосигнальная эквивалентная схема повторителя в области
средних частот приведена на рисунке 4.
Входное сопротивление усилителя без учета шунтирующего
действия базового делителя с эквивалентным сопротивлением RБ:
RВХ ВХ rБ (1 ) rK* ( rЭ RЭ RH )
rБ (1 ) ( rЭ RЭ RH ) h11Э (1 ) RЭН
Рис. 4 - Эквивалентная схема повторителя в
С учетом сопротивлений делителя
RВХ RБ h11Э (1 ) RЭН
RВХXX RБ h11Э (1 ) RЭ
Выходное сопротивление эмиттерного повторителя
Коэффициенты передачи по напряжению
I Б rБ I Э rЭ I Э RЭ h11Э 1 RЭ
I Б rБ I Э rЭ I Э RЭН h11Э 1 RЭН
Сквозной коэффициент усиления
RГ RБ h11Э (1 ) RЭН h11Э (1 ) RЭН
При RБ>> h11Б+(1+)RЭН IВХIБ
I Б RГ I Б rБ I Э rЭ I Э RЭН RГ h11Э 1 RЭН
Коэффициенты усиления эмиттерного повторителя по току без
учета RБ при IВХ= IБ
Влияние RБ учитывается дополнительным коэффициентом в
I ВХ RБ h11Э (1 ) RЭН
K i ВЫХ Б ВЫХ i' (1 )
Коэффициент усиления по мощности
Увеличение коэффициента передачи тока базы приводит к
улучшению практически всех основных параметров эмиттерного повторителя. Коэффициенты Ki KР и RВХ увеличиваются RВЫХ уменьшается а KU стремится к единице. Поэтому в практических схемах
широко используют повторители напряжения на составных транзисторах.
После расчета сопротивления резисторов обеспечивающих в
соответствии с индивидуальным заданием режим по постоянному току необходимо установить на лабораторном стенде требуемые значения сопротивлений собрать схему проверить правильность расчета.
Во время всех измерений переменных напряжений необходимо контролировать их форму и отсутствие нелинейных искажений с помощью осциллографа.
I. Рассчитать значение сопротивления R2 базового делителя по
RЭ =26 кОм R1 =91 кОм
RГ кОм 06 08 1 12 1 09 08 07 06 05
Данные занести в таблицу 4.2.
RВХXX RВХ γUВХXX γUВХ RВЫХ γUВЫХ γiВХ γ'i КUХХ
Установить заданное напряжение питания и требуемые значения сопротивления. Собрать схему эмиттерного повторителя проверить правильность расчета по постоянному току путем измерения
напряжений UОБ UОЭ UОКЭ.
Измерить входные и выходные напряжения повторителя в
режиме заданной нагрузки и х.х. Данные измерений и расчета занести
в таблицу 4.3. Зарисовать осциллограммы напряжений EГ(t) UВХ(t)
h21Э Э h11Э ВХ 1 RЭН
RВХ RВХХХ γUВХХХ γUВХ RВЫХ γUВЫХ γiВХ КUХХ КU
УКАЗАНИЕ. Расчет параметров проводить по формулам
U ВЫХХХ U ВЫХ U ВЫХХХ U ВЫХ
Кe ВЫХ К i ВЫX К I ВЫX
Измерить максимальные (неискаженные) амплитуды положительной и отрицательной полуволн выходного напряжения при заданной нагрузке и холостом ходе.
Построить статическую и динамическую линии нагрузки. Графически определить максимальные амплитуды выходного сигнала
сравнить с измеренными значениями.
Изобразить обобщенную эквивалентную схему повторителя
на основе ИНУН с указанием численных значений параметров.
В отчете приводятся принципиальная и эквивалентная схема повторителя аналитические выражения для параметров расчетные
формулы результаты экспериментов в виде таблиц и осциллограмм
Объяснить назначение элементов эмиттерного повторителя.
Объяснить принцип действия повторителя и обосновать вид обратной связи.
Как рассчитать повторитель по постоянному току?
Объяснять построение статической и динамической линий нагрузки.
Изобразить эквивалентную схему усилителя и на ее основе получить основные параметры повторителя.
Как влияет на основные параметры усилителя?
Как влияет сопротивление нагрузки на параметры повторителя?
Как влияет сопротивление источника сигнала на коэффициент передачи по напряжению?
Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных
схем. М. Энергия 1977 стр. 381-395.
Виноградов Ю. В. Основы электронной и полупроводниковой техники. М. Энергия 1972 стр. 334-344.
Остапенко Г. С. Усилительные устройства. М. Радио и связь 1989
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №4
ИССЛЕДОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ НА ПТ В СХЕМЕ ОИ
Цель работы исследование усилителей на полевых транзисторах в схеме включения с общим истоком.
Усилители на полевых транзисторах (ПТ) применяются как правило при работе с высокоомными источниками сигнала. Для формирования режима покоя наибольшее распространение получили схемы
с автоматическим смещением (рис. 2.1) аналогичные по свойствам
схемам с эмиттерной стабилизацией тока покоя.
Рис. 2.1. Усилитель на ПТ в схеме ОИ
Резистор RЗ обеспечивает нулевой потенциал на затворе UОЗ =
IОЗRЗ0. Ток покоя IОС определяется сопротивлением RИ. Напряжения
и токи в режиме покоя показаны на рис. 2.2 и связаны соотношениями:
ЕС = IОИRИ + IОСRС + UОСИ = IОC(RИ + RС) + UОСИ.
Рис. 2.2. К расчету усилителя на ПТ в режиме покоя
Для определения RИ необходимо знать координаты [UОЗИ; IОС]
точки покоя на сток-затворной ВАХ:
Рис 2.3. Положение точки покоя на сток-затворной ВАХ ПТ
Точность задания режима покоя ограничена погрешностью (разбросом) имеющейся справочной осредненной ВАХ данного типа ПТ.
В работе использование экспериментальной ВАХ конкретного экземпляра ПТ позволяет реализовать высокую точность режима покоя.
При RИ = 0 UОЗИ = 0 и ток покоя равен начальному IОС =IС НАЧ (рис.
3). Недостатком такого режима является значительная неопределенность точки покоя из-за отклонения начальных токов ПТ от номинального. Достоинство - максимальная крутизна транзистора и следовательно максимальное усиление по напряжению.
Точность и стабильность режима покоя увеличивается с ростом
RИ. Чтобы сохранить требуемое значение IОС и скомпенсировать дополнительное падение напряжения IОСRИ на затвор подается соответствующее смещение через резистор R1. Потенциал на затворе определяется делителем R1-RЗ
U ОЗИ U ОЗ U ОИ Е С
Увеличение напряжения UОЗИ позволяет увеличить значение
IОCRИ и стабильность точки покоя но требует соответствующего увеличения напряжения питания ЕС. Поэтому задаются значением
UОЗ=(0.10.3)ЕС. Стабилизирующее действие резистора RИ аналогично действию RЭ в схемах эмиттерной стабилизации. Например увеличение тока покоя IОС на величину +IОС под действием температуры разброса параметров и других факторов вызывает приращение
напряжения +UОИ = IОСRИ и при постоянном UОЗ противоположное
по знаку приращение UОЗИ = +UОИ. Меньшему напряжению UОЗИ
соответствует меньший ток IОС и результирующее изменение IОС
значительно меньше чем в случае отсутствия отрицательной обратной связи по току (RИ = 0). Эффективность стабилизации режима покоя можно приближенно оценить по соотношению RИ и 1S где S крутизна ПТ. В практических схемах достаточно RИS=25.
Статическая линия нагрузки (СЛН) описывается уравнением (2).
Конденсатор СИ исключает действие отрицательной обратной связи
на переменном токе для получения требуемого усиления по напряжению.
На переменном токе нагрузкой транзистора является эквивалентный резистор
Статическая и динамическая ЛН на стоковых ВАХ ПТ и диаграммы тока стока и напряжения на стоке показаны на рис. 2.4.
Динамическая линия нагрузки (ДЛН) проходит через точку покоя
О[UОСИ; IОC] и точку с координатами [UА;0] где
Рис 2.4 Выходные ВАХ ПТ и линии нагрузки
Для анализа параметров на переменном токе применяют малосигнальную схему замещения усилителя ОИПТ - рис.2.5.
Сопротивления разделительных С1 С2 и блокировочного СИ конденсаторов на переменном токе в области средних и высших частот
близки к нулю. Межэлектродные конденсаторы CЗИ СЗС и CСИ учитываются в области высших частот.
Входное сопротивление усилителя определяется сопротивлением
RЗ. При наличии дополнительного резистора R1
Сопротивления RЗ и R1 выбираются из условия RВХ >> RГ.
Рис.2.5 Малосигнальная схема замещения усилителя на ПТ
в схеме включения с общим истоком
По знаку коэффициента усиления усилитель на ПТ-ОИ является
инвертирующим. Коэффициент усиления по напряжению в режиме
холостого хода на выходе (без учета знака)
U ВЫХ ХХ SU ВХ R i R C
Упрощенный расчет дает достаточно точные результаты при RC
Ri. Для соизмеримых значений сопротивлений Ri и RC
По аналогии с "ламповым уравнением" коэффициент =SRi называется коэффициентом усиления транзистора и имеет смысл потенциального максимально возможного усиления на данном транзисторе
При RН коэффициент усиления по напряжению
Сквозной коэффициент усиления по напряжению при работе от
высокоомного источника сигнала с учетом уравнения
S R i R CН U ВХ К UХХ U ВЫХ
Усилители на ПТ имеют как правило меньшее усиление по напряжению чем на биполярных так как последние обладают большей
эквивалентной крутизной. Вместе с тем благодаря существенно
большим значениям RВХ усилители на ПТ позволяют реализовать коэффициент UВХ 1 при RГ до сотен килоом и получить больший коэффициент КЕ.
В области высоких частот необходимо учитывать емкостной
входной ток равный сумме токов емкости СЗИ и проходной емкости
ICВХ = j СЗИ ·UВХ + j СЗС[UВХUВЫХ]=
= j СЗИ UВХ + j СЗС(1+КU) UВХ=
= j [СЗИ + СЗС(1+КU)] UВХ= j СВХ ·UВХ
где СВХ = СЗИ + СЗС(1+КU)] эквивалентная входная емкость.
Значительное влияние проходной емкости при КU>> 1 (эффект
Миллера) особенно проявляется в усилителях на ПТ работающих при
больших RГ уменьшая верхнюю граничную частоту.
1. Снять сток-затворную характеристику ПТ с управляющим pn- переходом:
Определить Iс нач и Uзи отс. Построить сток-затворную ВАХ.
Рассчитать крутизну S при изменении тока от 0 до Iс нач.
значение сопротивления Ri. Для этого при
UЗИ=const=0.5В изменить напряжение UСИ на UСИ=23В измерить
приращение IС и рассчитать Ri=UСИIС.
Рис. 3.1 Схема измерения ВАХ и параметров ПТ
2. По заданному преподавателем значению Iос и определенным
в п.3.1 параметрам ПТ рассчитать сопротивление резистора Rи и напряжения IоиRи IосRc и Uоси.
Собрать схему усилителя на ПТ:
Рис. 3.2. Схема исследуемого усилителя
Установить полученное значение Rи подать на схему питание Ес
и проверить правильность расчета на постоянном токе.
Результаты измерений и расчетов представить в виде таблицы:
Построить статическую и динамическую линии нагрузки.
3. На основании малосигнальной схемы замещения с использованием известных значений величин RГ RЗ Ri RС RН и S рассчитать
параметры усилителя [см. формулы (6) (12)].
4. Подать на вход усилителя напряжение генератора измерить
и зарисовать осциллограммы напряжений ЕГ UВХ UВЫХХХ UВЫХ.
По результатам измерения определить параметры усилителя.
Результаты измерений и расчетов пп. 3.3 3.4 свести в таблицу:
Сравнить экспериментальные данные с расчетными дать объяснение возможных расхождений.
Отчет должен содержать принципиальную и эквивалентную
схемы исследуемого усилителя расчеты таблицы и графики в соответствии с заданием.
1 Изобразить схему усилителя ПТ-ОИ. Объяснить назначение эле-
ментов. Пояснить принцип стабилизации режима покоя.
Обратить внимание на роль резистора RИ.
2 По заданному значению IОС или UОЗИ и имеющейся стокзатворной ВАХ ПТ рассчитать элементы стабилизации режима
3 Построить статическую и динамическую ЛН объяснить методи-
4 С использованием схемы замещения получить значения параметров усилителя на ПТ.
5 Сравнить параметры усилителей ОЭ и ПТ-ОИ.
1 Остапенко Г. С. Усилительные устройства: Учебн. пособие для
вузов. М: Радио и связь 1989. Стр. 128131 156169.
2 Забродин Ю. С. Промышленная электроника: Учебник для вузов.
М.: Высш. шк. 1982. Стр. 104 108.
3 Булычев А. Л. Прохоренко В. А. Электронные приборы. Учебн.
пособие для вузов по специальности "Радиотехника". Мн.:
Выш. шк. 1987. Стр. 242 262.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №5
ИССЛЕДОВАНИЕ ИСТОКОВОГО ПОВТОРИТЕЛЯ
Цель работы теоретическое и экспериментальное исследование
основных параметров и характеристик усилителя на полевом транзисторе с управляющим p-n-переходом в схеме включения с общим стоком истокового повторителя напряжения.
Свойства истокового повторителя напряжения в целом близки к
свойствам схем ОК (эмиттерный повторитель) и ОА (катодный повторитель). Сигнал подается на затвор и снимается с истока сток по
переменному току заземлен через источник питания ЕС с малым внутренним сопротивлением. На резисторе RИ выделяется выходное напряжение при протекании через него тока стока (истока). Схема стабилизации режима покоя (схема с автосмещением) аналогична схеме
ОИ с той лишь разницей что падение напряжения RИIОС соизмеримо
с ЕС в результате чего режим покоя повторителя наиболее стабилен.
Рис. 2.1 Истоковый повторитель напряжения
Потенциал на затворе для получения максимальной амплитуды
сигнала выбирают из условия UОЗ IОСRИ 0.5ЕС. При этом точка покоя делит статическую ЛН примерно пополам. По постоянному току
= U ОЗИ U ОИ U ОЗИ I ОС R И .
Обычно ЕС >> UОЗИ поэтому ток покоя приближенно можно определить из соотношения
U ОЗ = U ОЗИ U ОИ I ОС R И .
Статическая линия нагрузки (СЛН) описывается уравнением:
и проходит через точки [ЕС; 0] [0; ЕСRИ] и [UОСИ ;IОC].
Рис 2.2 Выходные ВАХ ПТ и линии нагрузки истокового
О[UОСИ;IОC] и точку с координатами [UА;0] где
В режиме холостого хода на выходе RИН = RИ UА = ЕС и ДЛН
совпадает со статической ЛН.
На переменном токе малосигнальная схема замещения:
Рис. 2.3. Малосигнальная схема замещения истокового повторителя
Как и для усилителя ПТОИ сопротивления разделительных конденсаторов С1 С2 в области средних и высших частот близки к нулю
а межэлектродные емкости CЗИ СЗС и CСИ учитываются в области
Входное сопротивление определяется эквивалентным сопротивлением делителя напряжения формирующего UОЗ.
Знак коэффициента передачи по напряжению повторителя положителен так как при положительной полуволне сигнала генератора
увеличиваются напряжение UЗИ и ток стока вызывая увеличение напряжения на RИ.
В схеме истокового повторителя зависимый источник тока
управляется разностью напряжений
Выходное напряжение и коэффициент передачи по напряжению
на основании схемы замещения с учетом (7):
U ВЫХ SU ЗИ R i R ИН = S R i R ИН ( U ВХ U ВЫХ )
Коэффициент передачи по напряжению в режиме холостого хода
на выходе получим из (8) простой заменой RИН RИ
Сквозной коэффициент передачи с учетом внутреннего сопротивления источника сигнала
R Г R ВХ 1 S Ri R ИН
В случае выполнения распространенного в практических схемах
соотношения RИН Ri после замены Ri RИН RИН и Ri RИ RИ
формулы (1012) несколько упрощаются.
Определенное неудобство схемы замещения с зависимым источником тока SUЗИ связано с тем что управляющий сигнал UЗИ в схеме
повторителя равен разности UВХ-UВЫХ. Поэтому находит применение
схема замещения с зависимым источником напряжения управляемым
непосредственно напряжением UВХ- рис.2.4.
Для исходной схемы (а)
U ВЫХХХ SU ЗИ R i SR i ( U ВХ U ВЫХХХ )
I ВЫХКЗ SU ЗИ S( U ВХ U ВЫХКЗ ) SU ВХ
Рис. 2.4. Преобразование зависимого источника тока
Параметры эквивалентной схемы
После преобразования зависимого источника получим схему замещения истокового повторителя - рис.2.5.
Сквозной коэффициент передачи для полученной схемы
Подставляя в (16) RГ = 0 получим
Рис. 2.5. Малосигнальная схема замещения истокового повторителя
с источником ЭДС управляемым напряжением UВХ
В режиме холостого хода (при RН=)
Из эквивалентности схем замещения с зависимыми источниками
тока и ЭДС следует и эквивалентность формул 1012 и 1618 в чем
нетрудно убедиться подстановкой в последние =SRi.
Выходное сопротивление усилителя определяется при постоянном входном напряжении поэтому напряжение зависимого источника
при определении RВЫХ постоянно и сопротивление схемы определяется пассивными элементами (рис. 2.5):
В области высоких частот емкостной входной ток равный сумме
токов емкости СЗС и проходной емкости СЗИ:
ICВХ = j СЗС ·UВХ + j СЗИ ·[UВХUВЫХ] =
= j СЗС·UВХ + j СЗИ·UВХ(1КU)=
= j [СЗС +СЗИ (1КU)]·UВХ = j СВХ ·UВХ
где СВХ = СЗС +СЗИ (1КU) - эквивалентная входная емкость.
Так как коэффициент КU 1 то влияние проходной емкости минимально и истоковый повторитель имеет наибольшую верхнюю частоту.
Большое входное и сравнительно низкое выходное сопротивление а также частичная нейтрализация проходной емкости определяют области применения истокового повторителя: согласование высокоомного источника сигнала (напряжения) с низкоомной и емкостной нагрузкой.
1. Рассчитать параметры точки покоя истокового повторителя
напряжения (рис. 3.1). Собрать схему измерить напряжения в режиме покоя (ЕГ=0) проверить правильность расчета.
Рис. 3.1. Истоковый повторитель напряжения
Результаты расчетов и измерений представить в виде таблицы:
Построить статическую и динамическую линии нагрузки. Определить максимальные амплитуды сигнала на выходе при заданной нагрузке и холостом ходе.
2. На основании малосигнальной схемы замещения с использованием известных значений величин RГ RЗ Ri RС RН и S рассчитать
параметры усилителя.
3. Подать на вход усилителя напряжение генератора измерить
Результаты измерений и расчетов пп. 3.2 3.3 свести в таблицу:
4 Экспериментально определить максимальные амплитуды
сигнала на выходе при заданной нагрузке и холостом ходе.
Сравнить экспериментальные данные с расчетными параметрами
дать объяснение возможных расхождений.
1 Изобразить схему истокового повторителя. Объяснить назначе-
ние элементов и методику расчета режима покоя.
2 Для заданных преподавателем элементов схемы построить стати-
ческую и динамическую ЛН объяснить методику их построения.
3 Получить значения параметров истокового повторителя напряжения с использованием схемы замещения
а) с зависимым источником тока
б) с зависимым источником эдс.
4 Доказать эквивалентность параметров повторителя полученных на основе разных схем замещения.
5 Сравнить параметры истокового и эмиттерного повторителей напряжения.
Остапенко Г. С. Усилительные устройства: Учебн. пособие для
вузов. М: Радио и связь 1989. Стр. 170176.
М.: Высш. шк. 1982. Стр. 110 112.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №6
Целью работы является изучение характеристик усилителей
мощности основных классов: А В АВ экспериментальное исследование характеристик двухтактных усилителей мощности классов В и
АВ изучение методов снижения нелинейных искажений свойственных классу В.
Усилителями мощности (УМ) называют электронные усилители выходная мощность которых сравнима с мощностью потребляемой от источника питания. Усилители мощности являются выходными каскадами многокаскадных усилителей и предназначены для генерирования заданной мощности РН в нагрузке RН.
УМ работают в режиме больших сигналов поэтому при их проектировании основное внимание уделяется энергетическим показателям РН РПОТР КПД.
В зависимости от положения точки покоя на статических ВАХ
активных приборов УМ делятся на классы А В С и т. д. Количественной характеристикой класса усилителя служит угол отсечки Q выраженная в градусах половина части периода (Т=3600) сигнала в
течение которой через активный прибор протекает ток.
В режиме класса А (рис. 1) точка покоя выбирается таким образом чтобы рабочая точка при движении по линии нагрузки не попадала в области отсечки или насыщения а транзистор в течение всего периода синусоидального сигнала (3600) оставался в активном режиме. Для класса А угол отсечки Q=1800 т. к. ток через транзистор
при определенном уровне амплитуд входных сигналов протекает в
течение всего периода сигнала: Q=Т2=1800. Форма тока и напряжения на транзисторе в классе А показана на рис. 1 основные схемы
усилителей класса А приведены на рис. 2.
Рис. 1. Временные диаграммы тока и
напряжения на транзисторе в классе А
Рис. 2 Усилители класса А на транзисторе в схемах включения
с общим эмиттером (а) и с общим коллектором (б)
На рис. 3 показано положение точки покоя 0 на входных и выходных ВАХ транзистора приведены линии нагрузки (ЛН) и временные диаграммы сигналов УМ класса А.
Для схемы 0Э (рис. 2а) статическая линия нагрузки проводится
через точки [EK 0] и [0 EKRK]. Положение точки покоя выбирается
обычно в середине статической ЛН для получения максимальной амплитуды тока транзистора IKm.
Мгновенные значения токов и напряжений транзистора
U K ( t ) U OKЭ U Km sin t .
I K ( t ) I OK I Km sin t I OK
Максимальная амплитуда напряжения в режиме холостого хода
U HmXX U KmXX U ОКЭ K
Напряжение и мощность в режиме заданной нагрузки
Мощность на нагрузке определяется соотношением RН иRК и
имеет максимум. Находим экстремум как корень производной
dPH EK2 RН RК 2 2 RH RK RH EK2 RK RH
–известный режим согласованной нагрузки.
Максимальная мощность на нагрузке при условии (8)
Потребляемая мощность:
Средняя за период потребляемая усилителем класса А мощность
PО не зависит от величины сигнала UНm постоянна и определяется в
Учитывая (5) и (8) получим
U Hm K I Hm OK PH Hm Hm K OK O
КПД усилителей класса А (рис. 2) не превышает 6.25%. Поэтому
такие усилители применяются в качестве усилителей напряжения тока и микромощных усилителей мощности.
Мгновенное значение мощности на коллекторе транзистора
PK ( t ) U K ( t ) U K ( t ) I OK I Km sin t U OK U Km sin t
sin 2 t U Km OK I OK sin t
Графики тока напряжения и мощности рассеиваемой транзистором для двух значений амплитуд сигнала UН1m и UН2m приведены
Рис. 5. Временные диаграммы
В режиме покоя UHm=UKm=0 мощность на коллекторе постоянна
PK (t ) I OK U OK POK
Практическое значение имеет среднее значение мощности на
коллекторе определяющее тепловой режим транзистора
U K ( t ) U K ( t ) I OK I Km sin t U OK U Km sin t
Мощность на коллекторе содержит две составляющих – статическую (точка покоя) РОК и динамическую РК. Динамическая мощность равна отдаваемой во внешнюю цепь мощности на переменном
токе. Максимальная мощность на коллекторе соответствующая режиму покоя:
PK .MAX POK I OK U OKЭ I OK
Рис. 6. Зависимости мощностей от амплитуды сигнала
Так как I k I Э' а линии нагрузки идентичны для схем ОЭ и ОК
(рис. 2а и 2б) при условии EK 2 E и Rэ Rk эмиттерный повторитель имеет аналогичные энергетические показатели:
P0 E I ОK E I ОЭ 2EI ОЭ
U нм I эм э н I оэ R э
Достоинством класса А является низкое значение коэффициента
гармоник по сравнению с другими классами причем чем меньше амплитуды сигналов по сравнению с током покоя и соответственно
меньше КПД тем меньше искажения сигнала. Из-за низких энергетических параметров рассмотренные УМ класса А находят применение
в качестве микромощных УМ с выходной мощностью до нескольких
десятков милливатт. Эмиттерный повторитель наряду с одинаковым
со схемой 0Э КПД вносит примерно на порядок меньшие искажения
вследствие глубокой отрицательной обратной связи.
Низкий КПД рассмотренных УМ класса А обусловлен протеканием большого тока покоя I ok I км и разветвлением тока I km ( I эm ) в
точке подключения нагрузки. Соотношение - I ok I кm является основным и не может быть улучшено для класса А. При Rн Rk ( R э )
I нм 0.5 I km и мощность РН в 4 раза меньше отдаваемой транзистором переменной мощности.
Одним из способов увеличения КПД УМ класса А является
включение нагрузки непосредственно в коллектор или эмиттер транзистора (рис.7).
Динамическая линия нагрузки в этом случае совпадает со статической а амплитуда напряжения примерно в 2 раза больше при одинаковых амплитудах тока.
Рис. 7. Усилители класса А с непосредственным включением нагрузки
Энергетические параметры:
Эмиттерный повторитель
Pн 0.25 I oк Eк 0.25 P0
Pн 0.5 I oэ E 0.25 P0
Через нагрузку протекает постоянный ток I ok ( I oэ ) и выделяется
мощность постоянного тока I ok ( E k U окэ ) 0.5P0 . В ряде случаев
это недопустимо поэтому для получения КПД = 15-20% чаще применяют УМ класса А с источником тока.
Рис. 8. Усилители класса А с источником тока.
Ток покоя I 0 замыкается через источник тока а переменная составляющая тока транзистора протекает в нагрузку. Так как ток I 0 не
изменяется при изменении напряжения на коллекторе (эмиттере)
транзистора то статическая линия нагрузки проходит через т. 0 параллельно оси напряжений (рис. 9). Реальная статическая ЛН имеет
конечный наклон обусловленный совместным влиянием выходной
проводимости h22э усилительного транзистора и выходной проводимости источника тока.
Все значения параметров приведенные в табл. 2.1. справедливы
и для УМ класса А с источником тока. Чаще применяют схему эмиттерного повторителя с источником тока в которой не возникает проблем со стабилизацией точки покоя. В схеме ОЭ необходима высокая
точность согласования тока покоя транзистора I 0 К и тока источника
I 0 . Для стабилизации режима покоя обычно в связи с этим применяют обратную связь по постоянному напряжению UОКЭ.
Рис. 9. Линии нагрузки и диаграммы сигналов для УМ класса А
Дальнейшее повышение КПД УМ класса А возможно только с
применением согласующих трансформаторов обеспечивающих оптимальное использование транзистора по току и напряжению (рис. 10).
Рис. 10. Трансформаторный УМ класса А
По постоянному току транзистор нагружен на сопротивление r1
первичной обмотки трансформатора. Напряжение покоя ввиду малости сопротивления r1
Статическая линия нагрузки проходит параллельно оси токов а
координаты т. 0 [ Eк I ok ] .
По переменному току транзистор нагружен на сопротивление
RH ' r1 ( RH r2 ) n2 RH n2
- коэффициент трансформации.
Для получения максимальной амплитуды напряжения
при максимальной амплитуде тока
необходимо выполнять равенства
Мощность на первичной обмотке трансформатора
P1 0.5 U km I km 0.5 I ok E k
Мощность на нагрузке (вторичная обмотка) в случае идеального
P2 Pн 0.5 U нm I нm 0.5 n U km I km n P1 0.5 I ok Ek
Потребляемая мощность P0 E k I ok
Реальные значения КПД трансформатора тр 0.8 09
Pн тр P1 и трансформаторный
5 тр что соответствует 40-45%. Требования к транзистору
Pкмакс E k I ok P0 2 Pн тр
По постоянному току транзистор нагружен на очень малое сопротивление r1 и ток коллектора не может быть ограничен внешним резистором поэтому необходимо стабилизировать режим покоя по току. Обычно применяют эмиттерную стабилизация с помощью R э С э цепи. При этом за счет падения напряжения I оэ Rэ снижается амплитуда U km E k I оэ Rэ на 5 – 10% снижается КПД.
В режиме B точка покоя соответствует закрытому состоянию
транзистора и находится в области отсечки на границе с активной областью.
Входной ток покоя I об 0 а на выходных ВАХ координаты
точки покоя 0[ I ОК I КО 0;U ОК EК ] . При подаче сигнала на базу на
коллекторе формируется одна полуволна тока и напряжения. Для получения на нагрузке синусоидального напряжения УМ класса В выполняют двухтактными - два транзистора поочередно формируют выходное напряжение половину периода находясь в режиме отсечки
коллекторного тока. Угол отсечки для класса В Qотс 90 .
Рис. 11. Временные диаграммы сигналов на входе (а) и выходе
(б) усилителей класса B.
УМ класса В выполняют по трансформаторной и бестрансформаторной схемам. Наиболее распространена схема бестрансформаторного двухтактного УМ класса В на комплементарных транзисторах (с дополнительной симметрией) работающих в режиме эмиттерных повторителей напряжения на общую нагрузку.
Рис. 12. Усилитель мощности класса В
Положительная полуволна напряжения на нагрузку при подаче
на вход сигнала формируется транзистором VT1 n-p-n -типа а отрицательная - транзистором VT2 p-n-р -типа. При отсутствии сигнала
оба транзистора закрыты потребляемая мощность равна нулю.
Максимальные амплитуды напряжения и тока нагрузки определим с помощью рис. 11:
U нм U km E U кэмин E
I нм I km U нм R н E R н
Pн 0.5 U нм I нм U нm 2 ( 2 R н ) E 2 ( 2 R н )
Ток источника питания +Е равен току коллектора VT1 и отличен от нуля в течение первого полупериода сигнала:
Средний ток коллектора VT1 и источника +Е
Из условий симметрии
E I нм 2 E U нм 2 E 2
P0 E I k1cp E I k 2cp 2 E I kcp
Коэффициент полезного действия прямо пропорционален амплитуде напряжения на нагрузке
Мощность рассеиваемая на коллекторе определяется из условия
симметрии и уравнения баланса мощностей
P0 Pн Pk1 Pk 2 Pн 2 Pk
Экстремум мощности на коллекторе при
Значения параметров УМ при максимуме Pk
Полученные выражения сведены в таблицу 2.2.
Требования к транзисторам в бестрансформаторных УМ класса В
Энергетические параметры УМ класса B
Амплитуда сигна- Максимум мощности
Максимум мощнола изменяется от 0
Графики зависимостей P0 Pн Pk и КПД от амплитуды напряжения U нm построены на рис. 13.
Рис. 13. Зависимость энергетических параметров УМ класса В
от амплитуды сигнала.
Пропорциональность потребляемой мощности амплитуде сигнала обуславливает отсутствие потребления в токе покоя и высокий
КПД при больших амплитудах сигнала. Важным достоинством клас-
са В является также то что отношение максимальной мощности на
коллекторе (при U нм 2 E ) Pk ( 2 E ) E 2 ( 2 R н ) к максимальной мощности нагрузке (при U нм E ) составляет всего 2 2 02 . В
реальных схемах за счет остаточного напряжения U кэмин это отношение составляет 025 - 03 при КПД = 06-07.
Недостатком двухтактных УМ класса В являются переходные
искажения сигнала особенно заметные при малых амплитудах напряжения U вх . Эти искажения проявляются в моменты перехода сигнала через ноль и обусловлены резкой нелинейностью входных ВАХ
биполярных транзисторов на начальном участке: рис. 14.
При U вх U отп (участок а - б) оба транзистора закрыты и сигнал
на выходе отсутствует.
Рис. 14. Переходные искажения в усилителе класса В
Для уменьшения переходных искажений применяют класс АВ –
промежуточный между режимами А и В с углом отсечки 100 120 .
Точка покоя транзисторов задается в активной области с отнсительно
малыми токами IОБ и IОК=h21ЭIОБ.
Для сдвига т. 0 в активную область применяют дополнительные источники Eсм U отп (рис. 15а.). В качестве отпирающих напряжений используют напряжения на прямосмещенных p-n – переходах
диодов VD1 и VD2 (рис. 15б). Резисторы R1 и R2 обеспечивают
Рис. 15. Усилитель мощности класса АВ
При I ок I km средний ток транзисторов и источников питания
увеличивается незначительно и сохраняются основные энергетические параметры класса В. Переходные искажения существенно
уменьшится так как отсутствует пауза между запиранием одного и
отпиранием другого транзистора.
Рис. 16. Временные диаграммы сигналов на входе (а) и выходе
(б) усилителей класса АВ.
В двухтактных УМ класса АВ рабочая точка движется по траектории 0-1-0-2-3-2-0 (рис. 16б). В исходном состоянии (0) ток покоя
равен Iок. При равенстве токов покоя VT1 и VT2 ток в нагрузке отсутствует U ОКЭ E . При подаче положительной полуволны сигнала
VT2 запирается рабочая точка VT1 движется по траектории 0-1-0.
Наклон линии нагрузки определяет Rн. Во время отрицательной полуволны сигнала формируется траектория 0-2-3-2-0. Участок 0-2 соответствует работе VT1 на открытый транзистор VT2при уменьшении тока от IОК до обратного тока (0). Крутизна участка ЛН 0-2 определяется малым сопротивлением RВЫВХ 2 h11Б . Участок 2-3-2 соответствует закрытому состоянию VT2 напряжение U КЭ изменяется от
U0КЭ=Е до Е+UНm при формировании отрицательной полуволны сигнала.
Если током IОК нельзя пренебречь расчет параметров уточняют
по сравнении с классом B путем учета дополнительной потребляемой
мощности рассеиваемой транзисторами.
P0 2 E U нм ( R н ) Pдоп 2 E U нм ( R н ) 2 E I ок
Pкмакс E 2 ( 2 Rн ) I ок E
В двухтактных УМ класса АВ необходимо точно поддерживать
токи IОК. Возможное увеличение токов покоя вследствие разброса параметров элементов и их температурного дрейфа приводит к росту
неограниченного резистором RН сквозного тока по цепи +Е VT1
VT2 – -E. Для точной установки токов применяют регулируемый источник Eсм а также местную отрицательную обратную связь по току
включением в эмиттеры стабилизирующих резисторов RЭ порядка 0.1
- 0.5 Ом при токах IНm=110А.
Современные УМ для уменьшения нелинейных искажений
строят по схемам с общей отрицательной обратной связью на основе
режимов В и АВ. Для оценки влияния ОС на нелинейные искажения
реальный УМ например класса В можно представить в виде суперпозиции линейного усилителя с коэффициентом передачи Кум и генератора высших гармонических составляющих. Для упрощения ограничимся только n-й гармоникой (рис. 17a).
Рис. 17. Модель нелинейного усилителя (а) и УМ с отрицательной обратной связью (б)
При подаче на вход гармонического сигнала U1 U1m sin( t ) на
выходе формируется напряжение
U 2 К ум [ U 1m sin( t ) U nm sin( nt )] .
Коэффициент гармоник
При нелинейной амплитудной характеристике величины Unm и
KГ могут быть значительными а входная мощность из-за нестабильности K УМ существенно изменяться.
В схемах с обратной связью (рис. 17б) входной сигнал U1 подается на “+” - вход предварительного усилителя (ОУ) с большим
усилителем Ku. ОУ и УМ образуют прямой канал усиления. С выхода
сигнал U2 через цепь ОС поступает на “-” -вход ОУ.
U 2 К ум ( U 3 U n ) К u К ум ( U 1 U ос ) К умU n
К u К ум ( U 1 ВосU 2 ) К умU n
К u К умU 1 К u К ум ВосU 2 К умU n
В отличии от схемы без ОС сигнал U1 и гармоника Un передаются на выход с разными коэффициентами. При достаточно больших
К U К УМ ВОС 1 коэффициент передачи системы
практически не зависит от КU и нестабильного КУМ
Коэффициент гармоник УМ с отрицательной обратной связью
по напряжению уменьшается в KU раз
K ГОС U nm ( K uU 1m ) K Г K u
1. Исследование усилителя мощности класса В (УМ-В).
Рис.18. Усилитель мощности класса В.
Снять передаточную характеристику U вых f ( U вх ) на постоянном токе. Результаты измерения занести в таблицу 3.1.
+0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1
Построить передаточную характеристику для двух диапазонов
а) 1ВUВХ +1В в масштабе 0.1 Всм
б) 12ВUВХ +12В в масштабе 1 Всм.
Исследовать УМ-В на переменном токе частотой 1 кГц. Если на
выходе генератора присутствует постоянная составляющая U 0 10 мВ
(измерить вольтметром) применить разделительный конденсатор.
Рис.19. Исследование УМ-В на переменном токе
Зарисовать осциллограммы напряжений U вх ( t ) и U вых ( t ) на общей координатной плоскости и графики токов I к1 ( t ) и I к 2 ( t ) при
а) UВХm=05В б) UВХm=1 В в) UВХm=2В.
Для наблюдения формы тока коллектора транзистора используются дополнительные резисторы R1 и R2. Напряжение U a E I К 1 R1
и U б E I К 2 R 2 . Для получения тока IК1 необходимо вычесть из Uа
постоянную составляющую Е (вход осциллографа закрыт) и полученное переменное напряжение умножить на коэффициент 1R1.
2. Рассчитать параметры УМ-В для заданных амплитуд напряжения первой гармоники на нагрузке.
3. Исследование усилителя мощности АВ (УМ-АВ).
Рис.20. Усилитель мощности класса АВ
Снять передаточную характеристику U вых f ( U вх ) и зависимости U вх1 f ( U вх ) U вх 2 f ( U вх ) на постоянном токе. Результаты измерения занести в таблицу 3.3 аналогичную табл. 3.1. с дополнительными значениями UВХ=02 01 01 02В с дальнейшим шагом 02В
до UВХ =1В и шагом 2В от 2В до E.
Построить зависимости U вых f ( U вх ) U вх1 f ( U вх ) U вх2 f (U вх )
для двух диапазонов UВХ:
Исследовать УМ-АВ на переменном токе частотой 1 кГц.
Зарисовать осциллограммы напряжений UВХ(t) UВХ1(t) UВХ2(t)
UВЫХ(t) на общей координатной плоскости и графики токов IК1(t) и
а) U вхm 0.5 В б) U вхm 2.0 В.
4. Исследование усилителя мощности с отрицательной обратной связью по напряжению.
Рис.21. Усилитель мощности с ООС
Зарисовать осциллограммы напряжений UВХ(t) UВЫХ1(t) UВЫХ(t)
и на частотах 500 Гц и 20 кГц:
а) U вхm 0.5 В б) U вхm 5 В.
Определить величину скачка UВЫХ1(t) при переходе напряжения
Отчёт должен содержать схемы исследуемых усилителей мощности с таблицами и графиками в соответствии с заданием пп.3.1. –
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ.
1. Построить по заданным преподавателем исходным данным
( R Н E К и 2 E ) линии нагрузки рассчитать энергетические параметры
а) УМ класса А (ОЭ) при заданном отношении RН RК
б) УМ класса А (ОК) при заданном отношении RН RЭ
в) УМ класса А (ОЭ) с непосредственным включением нагрузки
г) УМ класса А (ОК) с непосредственным включением нагрузки
д) УМ класса А (ОЭ) с источником тока
е) УМ класса А (ОК) с источником тока
ж) трансформаторного УМ класса А (ОЭ)
з) двухтактного УМ класса В
и) двухтактного УМ класса АВ
к) УМ с обратной связью по напряжению.
2. Что такое переходные искажения какие существуют методы
3. Сравнить различные классы усилителей по энергетическим
параметрам и нелинейным искажениям.
4. Определить аналитически координаты экстремума функции
Pк f ( U нm ) для усилителя класса В.
5. Вывести выражение для коэффициента усиления по напряжению УМ с обратной связью.
6. Изобразить временную зависимость выходного напряжения
предусилителя (ОУ) УМ с обратной связью пояснить принцип
уменьшения переходных искажений.
1 Остапенко Г.С. Усилительные устройства: Учебн. пособие
для вузов. – М: Радио и связь 1989.
2 Гусев В.Г. Гусев Г.М. Электроника. Издание второе. М:
3 Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных
устройствах. – 2-е изд. перераб. и доп. –Л.: Энергоатомиздат. –1988.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №7
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Целью работы является исследование дифференциального усилителя на биполярных транзисторах расчет ДУ по постоянному току
и определение его параметров при усилении дифференциального и
синфазного сигналов.
ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ.
Схема простейшего дифференциального каскада:
Рис. 1. Дифференциальный усилитель
Дифференциальный усилитель имеет два входа. Входные сигналы U ВХ 1 и U ВХ 2 подаются на базы транзисторов VT1 и VT2. Эмиттеры
транзисторов через общий резистор R0 подключены к отпирающему
эмиттерные переходы источнику напряжения – E2 . Обратносмещенные коллекторные переходы через резисторы RК1 и RК 2 подключены
к источнику + E 2 . При отсутствии сигналов на входе ДУ представляет собой схему уравновешенного моста. Резисторы RК1 и RК 2 и транзисторы VT1 и VT2 образуют плечи моста. К одной диагонали моста
подключены напряжения питания + E1 –Е2 с другой диагонали снимается выходное напряжение. В случае идеальной симметрии плеч
одинаковые изменения токов через транзисторы при изменении температуры или напряжения питания вызывают одинаковые изменения
коллекторных напряжений. Выходное напряжение ДУ равное разности коллекторных напряжений при этом не изменяется.
Свое название усилитель получил благодаря основному свойству отличающему его от других усилителей: усиливается сигнал равный разности входных напряжений или разностный (дифференциальный) сигнал.
Сигнал подаваемый между входами ДУ называется разностным или дифференциальным сигналом:
Дифференциальным сигналом является таким образом и сигнал подаваемый на один из входов усилителя при заземленном втором входе.
Сигнал подаваемый одновременно на оба входа усилителя относительно общей шины называется синфазным сигналом. В качестве синфазного принимают среднее арифметическое значение входных
напряжений (с учетом полярностей или фаз):
U СФ 0 5U ВХ 1 U ВХ 2
Так как потенциалы баз и напряжения на эмиттерных переходах
получают при синфазном сигнале одинаковые (синфазные) приращения то токи через транзисторы изменяются слабо и дифференциальный усилитель не усиливает синфазный сигнал.
Пример определения входных сигналов ДУ.
U ВХ 1 21В U ВХ 2 =2 В.
Дифференциальный входной сигнал
U Д U ВХ 1 U ВХ 2 =21 2=01 В.
Синфазный входной сигнал
U СФ 05U ВХ 1 U ВХ 2 =05(21+2)=2052 В.
Входные сигналы через UД и UСФ можно представить в виде:
U ВХ 1 U СФ 0 5U Д =205+005 В.
U ВХ 2 U СФ 05U Д =205–005 В.
Приведенный пример поясняет следующий рисунок:
Рис. 3. Представление сигналов ДУ в виде комбинацииU Д и U СФ
По способу снятия выходного сигнала (или способу подключения нагрузки) различают несимметричные выходы — напряжения
снимаются с коллекторов транзисторов относительно общей шины и
симметричный выход — напряжение снимают между коллекторами
(рис. 1 и 2). Следовательно при несимметричном выходе
а при симметричном выходе
U ВЫХ U ВЫХ 1 U ВЫХ 2 .
Достоинство симметричного выхода по сравнению с несимметричными наиболее полная реализация основных полезных свойств
ДУ недостаток — незаземленность нагрузки.
В отсутствие входных сигналов при нулевых потенциалах на базах транзисторов (рис. 1) ток I 0 равный
поровну распределяется между транзисторами:
I Э1 I Э 2 0 5 I 0 .
Коллекторные токи и потенциалы на коллекторах также соответственно равны между собой.
I К1 = 1 I Э1 =05 I 0
I К 2 = 2 I Э 2 =05 I 0
U К1 E1 I К1 RК E1 – 0 К
U К 2 E1 I К 2 RК = E1 – 0 К .
Для дифференциального сигнала каскад представляет собой два
усилителя на транзисторах с общим эмиттером объединенных резистором RО. Дифсигнал приложенный между входами усилителя при
идентичности транзисторов вызывает примерно одинаковые по модулю изменения напряжений на эмиттерных переходах но противоположные по знаку. При рассмотренных выше численных значениях
сигналов для транзистора VT1 приращение напряжения U БЭ составляет +50 мВ а для VT2 –50 мВ. Если начальные напряжения на
эмиттерных переходах при U Д =0 составляли U БЭ1 =U БЭ 2 =07 В то при
сигнале U Д =100 мВ U БЭ1 =0750 В UБЭ2=0650В.напряжений U БЭ вызывает перераспределение токов I К 1 и I К 2 сумма которых остается примерно постоянной: I К 1 + I К 2 = I 0 . Ток I К1 увеличивается а I К 2 уменьшается. Перераспределение коллекторных токов приводит к изменению коллекторных напряжений и формированию выходного напряжения. Если за выход ДУ принять коллектор VT1 то
относительно его Вх1 является инвертирующим а Вх2 — неинвертирующим. Перераспределение токов поясняет рисунок:
Рис. 4. Зависимость коллекторных токов от U Д
Линейный диапазон входных сигналов ДУ составляет примерно
±(15÷20) мВ. Большие значения UД приводят к отсечке одного из
транзисторов ток I 0 протекает полностью через второй транзистор и
ДУ не реагирует на изменение дифсигнала.
В исходном состоянии изза неидентичности транзисторов в
первую очередь из за неравенства напряжений UБЭ коллекторные
токи не равны на выходе формируется остаточное «ошибочное» напряжение
U 0 ВЫХ U К 1 U К 2 I К 1 R К 1 I К 2 R К 2 .
Для устранения начального смещения на выходе ДУ применяют
операцию балансировки. Коллекторная балансировка осуществляется
с помощью балансировочного резистора RБ в коллекторной цепи
Рис. 5. Коллекторная балансировка ДУ
Несимметрия начальных токов коллекторов I К1 и I К 2 компенсируется дополнительной противоположной несимметрией резисторов RН . В ДУ на дискретных транзисторах значительная (десятки
милливольт) начальная несимметрия плеч часто исключает коллекторную балансировку. В таких ДУ применяют подбор транзисторов
по напряжениям UБЭ или эмиттерную балансировку (стабилизацию):
Рис. 6. ДУ с эмиттерной стабилизацией.
Включение последовательно с эмиттерными переходами резисторы RЭ1 и RЭ 2 за счет напряжений I Э1 RЭ1 и I Э 2 RЭ 2 выравнивают токи через транзисторы и балансируют ДУ. Кроме того резисторы Rэ
стабилизируют усиление ДУ на более низком уровне.
ДУ по-разному реагируют на дифференциальный и синфазный
сигналы: имеет различные коэффициенты усиления по дифсигналу
K U и синфазному K СФ различные входные сопротивления RВХ для
дифсигнала и RСФ для синфазного. Анализировать свойства ДУ удобно раздельно по каждому сигналу. При наличии обеих составляющих
на входах выходное напряжение определяют в виде суперпозиции:
U ВЫХ K U U Д K СФU СФ .
Для получения параметров дифсигнала преобразуем исходную
схему ДУ (рис. 1) в линейную малосигнальную модель путем замены
транзисторов их Т образной физической схемой замещения и закорачиванием источников Е1 и Е2.
Уравнение для входного контура имеет вид:
U Д I Б1rБ1 I Э1rЭ1 I Э 2 rЭ 2 I Б 2 rБ 2 .
Учтем соотношения между точками транзисторов I Э 1 I Б :
U Д I Б1rБ 1 1 1 I Б 1rЭ1 1 2 I Б 2 rЭ 2 I Б 2 rБ 2 I Б 1h11Э1 I Б 2 h11Э 2 .
Рис. 7. Малосигнальная схема замещения ДУ для дифсигнала.
Считая параметры транзисторов идентичными:
и пренебрегая ответвлением в R0 незначительной части тока I Э1 ввиду условия R0 >> rЭ 2 что эквивалентно равенствам I Э1 = I Э 2 и I Б1 = I Б 2
(по модулю) получим значение входного сопротивления для дифсигнала
h11Э1 h11Э 2 2h11Э .
Входные токи дифусилителя:
Выходные напряжения с учетом соотношений I К I Б (при
К К) токи генераторов IК=IБ практически полностью замыкаются через ):
U ВЫХ 1 I К 1 RК 1 1 I Б1 RК 1
U ВЫХ 2 I К 2 RК 2 2 I Б 2 RК 2
При идентичных транзисторах и условии RК1 RК 2 RК
и полный (симметричный) выходной сигнал
U ВЫХ U ВЫХ 1 U ВЫХ 2
Коэффициенты усиления дифсигнала по каждому из выходов
К U 1 и KU 2 и для полного выхода KU
Выходные сопротивления ДУ при несимметричных выходах
RВЫХ 2 RК 2 rК 2 * RК 2
а для полного выхода
RВЫХ RК1 RК 2 2 RК .
Анализ ДУ с эмиттерными сопротивлениями RЭ (рис. 6) проводится аналогично на основе малосигнальной схемы замещения. Параметры ДУ с эмиттерной стабилизацией достаточно просто получить
из приведенных выше формул подстановкой в них вместо резисторов
rЭ1 и rЭ 2 сумм rЭ1 + RЭ1 и rЭ 2 + RЭ 2 :
R ВХ h11Э1 1 1 RЭ1 1 2 RЭ 2 h11Э 2 2h11Э 21 RЭ .
При условии 1 RЭ h11Э что справедливо уже для RЭ >
÷100 Ом последние формулы упрощаются:
Следовательно при достаточно больших RЭ усиление ДУ не зависит от параметров транзисторов и их разброса за счет стабилизации
по величине на более низком уровне.
При исследовании синфазных параметров ДУ следует учитывать только ту составляющую входных сигналов которая присутствует одновременно на обоих входах:
Рис. 8. Подключение к ДУ синфазного сигнала (б) и схема входной цепи ДУ для U СФ (б).
Синфазный сигнал на входе ДУ U СФ вызывает одинаковые приращения эмиттерных токов IЭ1 и IЭ2 которые втекают в цепь резистора R0 (рис. 8б). При усилении дифсигнала резистор R0 практически не
оказывает влияния так как сигнальные токи IЭ1 и IЭ2 вычитаются в
точке подключения R0 (рис. 7). При синфазном сигнале изза сумми-
рования токов влияние R0 на параметры ДУ оказывается определяющим. Эффект сложения сигнальных токов I Э в линейной схеме замещения ДУ учитывают удвоение сопротивления R0. При этом напряжение на резисторе 2R0 при протекании тока одного плеча IЭ в эквивалентной схеме равно напряжению на реальном сопротивлении R0
при протекании суммарного тока обоих плеч 2IЭ в исходной схеме:
Рис. 9. Схема замещения ДУ для синфазного сигнала.
Входное напряжение U СФ распределено на резисторах rБ rЭ и
U СФ I Б rБ I Э rЭ I Э 2 R0 I Б rБ 1 rЭ 1 2 R0
Входной ток одного транзистора
Входное сопротивление одного плеча для синфазного сигнала
Транзисторы VT1 и VT2 относительно источника U СФ включены параллельно поэтому полный входной ток и входное сопротивление для синфазного сигнала
I СФ I Б 1 I Б 2 2 I Б 2
RВХ 1 RВХ 2 0 5h11Э 1 R0 .
Выходной ток транзистора при условии rК * >> RК
Коэффициент усиления синфазного сигнала для несимметричного выхода
Напряжение на втором выходе UВЫХ2 благодаря симметрии схемы такое же как и на первом поэтому K СФ 2 = K СФ1 . Симметричное
U ВЫХ U ВЫХ 1 U ВЫХ 2 0
следовательно идеальный ДУ не пропускает синфазный сигнал:
K СФ K СФ1 К СФ 2 0 .
Практические схемы ДУ характеризуются неравенством
поэтому выражения для синфазных параметров упрощаются:
Для уменьшения коэффициента передачи синфазного сигнала
необходимо увеличить сопротивление R0 поэтому в качественных
ДУ вместо R0 используют источники стабильного тока.
Выходное напряжение одного плеча ДУ при воздействии дифференциального и синфазного сигналов
U ВЫХ 1 КU 1U Д К CФ1U СФ КU 1 U Д СФ СФ1 .
Величина К СФ1 КU 1 показывает какая часть U СФ воспринимается и усиливается ДУ как дифсигнал U Д . Обратная величина т. е. от-
ношение коэффициента усиления дифференциального сигнала к коэффициенту усиления синфазного сигнала является важнейшим параметром дифкаскада и называется коэффициентом ослабления синфазного сигнала — КОСС.
Для несимметричных выходов без учета знаков:
Для симметричного выхода идеального ДУ КОСС = . Реальный ДУ имеет конечный КОСС из за неидентичности параметров
плеч. Основное влияние оказывает разброс значений h11Э h21Э = RК
rК * и т. д. Применяют так же логарифмический коэффициент ослабления — выраженный в децибелах КОСС
Синфазные параметры ДУ с эмиттерными сопротивлениями
RЭ1 RЭ 2 получим с учетом того что эти резисторы включены последовательно с эмиттерными переходами:
R ВХ 1 h11Э 1 RЭ 1 2 R0 1 RЭ 2 R0
RСФ 0 5h11Э 0 51 RЭ 1 R0 1 0 5 RЭ R0
h11Э 1 RЭ 1 2 R0 RЭ 2 R0
h11Э 1 RЭ 1 2 R0 R RЭ 2 R0
Рассчитать по постоянному току исследуемый дифференциальный усилитель:
Рис. 10. Схема эксперимента.
Рассчитать значение токов I К 1 I К 2 I 0 и требуемое значение
напряжения источника E2 по данным таблицы 3.1. при
R К 1 R К 2 1.5 кОм;
Указание. При расчете принять U БЭ 0.7 В I К I Э I 0 2 и воспользоваться уравнением
E 2 U БЭ I Э RЭ I 0 R0
а токи определить из уравнения статической линии нагрузки
2. Рассчитать параметры ДУ при заданных RЭ1 RЭ 2 и при
RЭ1 RЭ2 0.Рассчитать выходные напряжения при заданных U Д и
U СФ . Результаты расчетов представить в виде таблицы 3.2.
U СФ K СФ 0 (идеальный ДУ)
Указание. Для определения h11Э принять rБ 500 Ом ориентировочно rЭ фТ I Э .Величину h21Э принять равной 50. Из более
точных расчетов необходимо использовать измеренные и указанные
на лабораторном стенде значения h11Э и .
3. Исследовать ДУ в режиме покоя. Предварительно с помощью омметра потенциометром RБ установить равные заданным значения RК1 RК 2 и проверить соответствие п. 3.1 сопротивления рези-
сторов RЭ1 RЭ 2 R0 . Собрать схему ДУ включить питание дифкаскада. Провести измерения постоянных выходных напряжений сравнить
с заданными. При необходимости отбалансировать ДУ: с помощью
резистора RБ установить U К 0 .
Рис. 11. Исследование ДУ в режиме покоя.
4. Исследовать дифференциальные параметры ДУ.
Рис. 12. Исследование дифференциальных параметров ДУ.
Измерения проводятся на переменном токе. Подключить к одному из входов сигнал генератора частотой f 1 кГц и заземлить
другой вход. Величина сигнала устанавливается равной заданной в п.
2. Измерения проводить вольтметром одновременно наблюдая сигналы с помощью двухканального осциллографа контролируя фазы
сигналов. Зарисовать осциллограммы напряжений: U Д
U ВЫХ 2 U Э1 U Э 2 U R 0 . Определить параметры ДУ сравнить с расчетными по п. 3.2. Результаты измерений и расчетов представить в
Параметр U Д U ВЫХ 1 U ВЫХ 2 U ВЫХ
UВЫХ1UД UВЫХ2UД UВЫХUД
5. Выполнить задание п.3.4 для случая RЭ 0 . Резисторы RЭ1 и
R Э 2 в схеме ДУ (рис. 10) закоротить. Измерить вольтметром и обратить внимание на возросший разбаланс выходного напряжения U ВЫХ
по постоянному току. Повторить балансировку. Провести измерения
параметров и представить в виде таблицы 3.4.
UД U ВЫХ 1 U ВЫХ 2 U ВЫХ
6. Провести измерение синфазных параметров ДУ при заданных RЭ RК 1 RК 2 и U СФ 1В. Измерить и зарисовать осциллограммы
напряжений: U СФ U ВЫХ 1 U ВЫХ 2 U Э1 U Э 2 UR0 . Результаты измерений и расчетов представить в виде таблицы 3.5.
Рис. 13. Исследование синфазных параметров ДУ.
7. Повторить опыт по п. 3.6. для ДУ без эмиттерных резисторов.
E Гm U СФ 1В RЭ1 RЭ 2 0
Параметр U ВЫХ 1 U ВЫХ 2
6. Оценить количественно расхождения между рассчитанными и измеренными параметрами объяснить их причины. Объяснить
значительно большую точность расчетов для ДУ с эмиттерными резисторами.
Отчет должен содержать принципиальную схему исследуемого
ДУ расчет по постоянному току расчет параметров результаты измерений в виде таблиц и осциллограмм выводы по работе.
Привести схему дифференциального усилителя объяснить
назначение элементов.
Привести основные соотношения для расчета дифусилителя
по постоянному току.
Чем объясняется высокая стабильность усилителя при изменении напряжений питания и температуры окружающей
Дать определение дифференциального и синфазного входных сигналов пояснить на численном примере.
Привести и пояснить малосигнальную схему замещения ДУ
Чему равен коэффициент усиления дифференциального
сигнала при симметричном и несимметричном выходах?
Привести и пояснить эквивалентную схему ДУ для синфазного сигнала.
Определить с помощью эквивалентной схемы коэффициенты передачи синфазного сигнала.
Определить входные сопротивления ДУ для дифференциального и синфазного сигналов.
Дать определение КОСС как он рассчитывается?
Чему равен КОСС для симметричного выхода?
С какой целью в ДУ вместо токозадающего резистора R 0
применяют источник тока?
Как влияют сопротивления RЭ на параметры усилителя?
Что такое балансировка с какой целью она применяется?
Что численно выражает коэффициент М СФ ?
Остапенко Г.С. Усилительные устройства: Учебн. Пособие
для вузов — М: Радио и связь 1989 С. 305—316.
Гусев В.Г. Гусев Г.М. Электроника. Издание второе М:
Высш. шк. 1991 С. 283—293.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №8
ИССЛЕДОВАНИЕ ПАРАМЕТРОВ ОПЕРАЦИОННЫХ
Цель работы – ознакомление с основными нормируемыми параметрами интегральных ОУ и методами их измерения экспериментальные исследования статических и динамических параметров исследование схем инвертирующего и неинвертирующего усилителей
Операционными называют усилители применяемые в схемах с
отрицательной обратной связью для выполнения различных операций
над электрическими сигналами. ОУ кратко можно определить как интегральный усилитель постоянного тока с большим коэффициентом
усиления по напряжению. Большинство современных ОУ имеют
дифференциальный вход. Микросхема ОУ имеет два входа — инвертирующий и неинвертирующий выход и выводы для подключения
напряжения питания. Кроме того в зависимости от типа ОУ имеются
дополнительные внешние выводы для подключения цепей балансировки по постоянному току и коррекции АЧХ.
Рис 1. Условное графическое обозначение ОУ.
ОУ содержит несколько усилительных каскадов в том числе
входной ДУ. Основные блоки двухкаскадного ОУ:
ДУ — входной дифференциальный усилитель;
УН — усилитель напряжения;
УМ — выходной усилитель мощности (эмиттерный повторитель).
Рис. 2. Структурная схема двухкаскадного ОУ
Приведенная схема называется двухкаскадной по числу каскадов обеспечивающих усиление сигнала по напряжению. Выходной
каскад (повторитель напряжения) усиливает сигнал по току и обеспечивает требуемую мощность на нагрузке.
Основные параметры ОУ:
KU коэффициент усиления по напряжению — отношение изменения выходного напряжения к вызвавшему его изменению входного дифференциального напряжения при работе на линейном участке амплитудной характеристики.
U СМ [мВ] — напряжение смещения на входе — дифференциальное входное напряжение при котором напряжение на выходе усилителя равно нулю.
I ВХ [нА — мкА] — средний входной ток — среднеарифметическое значение токов инвертирующего и неинвертирующего входов
ОУ при нулевом выходном напряжении.
I ВХ [нА] — разность входных токов — абсолютное значение
разности входных токов ОУ при нулевом выходном напряжении.
dU СМ dT [мкВК] — температурный дрейф напряжения смещения.
R ВХ [МОм] – входное сопротивление – сопротивление по одному из входов ОУ при заземленном втором входе – сопротивление для
входного дифференциального напряжения.
RСФ [Мом] – входное сопротивление для синфазного сигнала –
отношение приращения синфазного входного напряжения к приращению среднего входного тока ОУ.
М СФ [дБ] – коэффициент ослабления синфазного сигнала – выраженный в децибелах логарифм модуля отношения коэффициента
усиления дифсигнала к коэффициенту передачи синфазного сигнала.
f1 [МГц] – частота единичного усиления.
VU[ В мкс ] максимальная скорость нарастания выходного напряжения.
U П [В] – номинальное напряжение питания.
U П МИН U П МАХ [В] – допустимый диапазон напряжений питания.
I П [мА] – потребляемый ток.
U ВХ [В] – максимальное дифференциальное входное напряжение.
U СФ [В] – максимальное синфазное входное напряжение.
U ВЫХ [В] – максимальное выходное напряжение.
I ВЫХ [мА] – максимальный выходной ток.
RН [кОм] – минимальное значение сопротивления нагрузки.
Параметры ОУ относящиеся ко входу определяются свойствами входного дифкаскада. Эквивалентная схема ОУ с учетом источников входных ошибок по постоянному току имеет вид:
Рис. 3. Эквивалентная схема ОУ.
Некоторые параметры ОУ можно определить из его амплитудной характеристики – зависимости выходного напряжения от дифференциального входного напряжения U Д показанной на рис. 4.
Максимальные выходные напряжения U ВЫХ и U ВЫХ по модулю примерно на 2 – 3 В меньше U П и уменьшаются с ростом выходного тока I ВЫХ . Некоторые ОУ имеют защиту от короткого замыкания на выходе – например: К14ОУД7 К153УД2. При уменьшении RН
ниже минимального выходного каскад ОУ переходит в режим ограничения тока – примерно 20 мА.
Коэффициент усиления по напряжению K U определяется как
отношение приращения выходного напряжения U ВЫХ к вызвавшему
его приращению входного дифференциального напряжения UВХ на
линейном участке амплитудной характеристики.
Рис. 4. Амплитудная характеристика ОУ.
Справочное значение K U соответствует усилению на постоянном токе а его измерение проводят на переменном токе на частоте 10
– 20 Гц чтобы исключить влияние постоянных остаточных входных
величин UСМ I ВХ и др.
Напряжение смещения нуля UСМ это дифференциальное
входное напряжение которое необходимо приложить ко входу чтобы
выходное постоянное напряжение было равно нулю. Причина возникновения UСМ заключается в неидентичности биполярных или полевых транзисторов входного дифкаскада – в первую очередь их напряжений U БЭ или U ЗИ . Нормируется предельное значение напряжения смещения; абсолютная величина UСМ и его полярность для каж-
дого экземпляра ОУ – случайные величины. Поэтому полярность источника UСМ на эквивалентной схеме (рис. 3) а также подключение
его к «+» или « » – входам безразличны.
Входные токи ОУ определяются базовыми токами транзисторов
дифкаскада или токами утечки затворов в случае применения ДУ на
полевых транзисторах. Направления (знаки) входных токов для дифкаскада на биполярных транзисторах для конкретного типа ОУ однозначно определяется типом входных транзисторов.
В практических схемах важна разность входных токов знак которой является случайной величиной поэтому на эквивалентной схеме (рис. 3.) несущественна и совместная полярность источников IВХ.
Кроме того входные токи дифкаскада часто уменьшают схемотехническими методами поэтому даже для биполярных транзисторов направления IВХ и их разности неопределенны а токовые параметры
нормируются по абсолютной величине.
Напряжение смещения UСМ и входные токи IВХ+ и IВХ образуют
статическую погрешность преобразования сигнала – при нулевом
сигнале постоянное напряжения на входе ОУ U 0 и выходе U 0 ВЫХ не
равны нулю. Входное постоянное напряжение ошибки U 0 присутствует на входе ОУ независимо от величины входного сигнала и является приведенной ко входу систематической погрешностью.
Напряжение ошибки можно определить:
Где R и R+ эквивалентные сопротивления подключаемые к
инвертирующему ( ) и неинвертирующему (+) входам ОУ – рис. 5.
Рис. 5. Определение погрешности U 0 на входе ОУ.
С помощью балансировки входного дифкаскада влияние напряжения U 0 можно исключить (скомпенсировать). Если резисторы на
входах ОУ такой величины что токовые составляющие погрешности
I ВХ R соизмеримы или превышают U СМ то схему на ОУ симметрируют
– обеспечивают равенство R = R+ = R. При равенстве токов IВХ+ и IВХ
токовая погрешность отсутствует. Изза неравенства входных токов
погрешность пропорциональна разности токов:
Балансировка позволяет скомпенсировать входное напряжение
ошибки только для одной температуры при которой балансировка
производилась. При изменении температуры образуется дополнительная погрешность из за температурного дрейфа напряжения смещения dU СМ dT и входных токов (или их разности) пропорциональная изменению температуры.
С увеличением частоты усиливаемых сигналов K U уменьшается
причем зависимость К U ( f ) определяется типом ОУ и его цепью коррекции АЧХ. Простейшая эквивалентная схема ОУ описывающая его
частотные свойства содержит идеальный усилитель с бесконечной
полосой пропускания и RC цепочку моделирующую спад коэффициента усиления с увеличением частоты.
Рис. 6. Эквивалентная схема ОУ представляющая
его частотную характеристику.
АЧХ К U ( f ) и ФЧХ f в соответствии с эквивалентной схемой:
KU ( f ) KU f ГР f . На частотах превышающих f ГР К U обратнопропорционален частоте. Например при увеличении частоты в 10 раз К U
уменьшается также в 10 раз. На спадающем участке АЧХ справедливо
KU ( f ) f KU f ГР const f1 .
Граничная частота f ГР для ОУ не нормируется а приводится
частота единичного усиления f1 что позволяет рассчитать граничную
и усиление на заданной частоте f
Например если ОУ имеет АЧХ рассматриваемого типа с параметрами KU =100000 и f1 =1 МГц то:
и усиление на частотах 1кГц и 20кГц соответственно
График АЧХ ОУ принято строить в логарифмическом масштабе
по оси частот а K U выражать в децибелах получая ЛАЧХ:
KU f [ дБ ] 20 lg KU f 20 lg KU 20 lg 1
Логарифмическая АЧХ ОУ широкого применения с внутренней
коррекцией имеет вид:
Рис. 7. Логарифмическая АЧХ ОУ
При достаточном отклонении частоты от f ГР выражение для
ЛАЧХ упрощается – получают асимптотическую ЛАЧХ:
lg K U 20 lg f [ дБ ] при f f ГР .
На спадающем участке ЛАЧХ в 10 раз приводит к уменьшению
KU f на 20 [дБ] поэтому говорят что ЛАЧХ ОУ имеет спад 20
ДБдек или наклон 20 ДБдек.
Асимптотическая ЛАЧХ ОУ (диаграмма Боде) строится с помощью двух отрезков прямых (с наклонами 0 ДБдек и 20 ДБдек)
сопрягаемых на частоте f ГР (рис. 7.).
Применение графиков логарифмических АЧХ удобно тем что
при последовательном включении блоков операции умножения коэффициентов усиления заменяются графическим сложением.
Фазочастотная характеристика ОУ с внутренней коррекцией
АЧХ также соответствует эквивалентной схеме на рис. 6:
Рис. 8. Фазочастотная характеристика ОУ.
При экспериментальном исследовании АЧХ ОУ по фазовому
сдвигу между U ВХ и U ВЫХ можно определить какому участку ЛАЧХ
( f f ГР или f f ГР ) соответствует данная частота.
В таблице 2.1. приведены значения относительного K U ( f ) K U
и абсолютного 20 lg K U ( f ) K U [дБ] отклонений коэффициента уси-
ления K U ( f ) от низкочастотного значения K U в диапазоне частот
f ГР 10 f ГР и значения фазового сдвига сигнала.
K U ( f ) K U 0.995 0.98 0.96 0.93 0.9 0.86 0.82 0.78 0.74 0.7
[ дБ ] - 0.04 - 0.17 - 0.37 - 0.65 - 0.97 - 1.3 - 1.7 - 2.1 - 2.6 - 3
На частоте f ГР K U ( f ) принимает значение 0707 K U или
уменьшается по сравнению с низкочастотным на 3дБ. Максимальное
отклонение асимптотической ЛАЧХ от исходной характеристики
равно 3дБ на частоте f ГР (рис. 7). На частотах f 05 f ГР и f 2 f ГР
отклонение не превышает 1дБ и при удалении от точки f f ГР ЛАЧХ
все более приближается к асимптотам.
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения VU
характеризует способность ОУ усиливать синусоидальные и импульсные сигналы без исключений. При усилении синусоидальных
сигналов максимальная скорость изменения сигнала dU dt 2fU m .
Условие неискаженной передачи сигнала:
Эта формула позволяет по известным параметрам U m и f сигнала рассчитать требуемую скорость нарастания V и выбрать ОУ или
для данного ОУ при известном одном параметре ( f или U m ) определить другой параметр при условии неискаженной передачи сигнала:
Основное назначение ОУ – работа в схемах с отрицательной обратной связью. Обратной связью (ОС) называют подачу части выходного сигнала на вход усилителя. Если сигнал ОС пропорциональный
выходному сигналу суммируется с входным и вызывает увеличение
сигнала на входе ОУ то такая обратная связь называется положительной. При вычитании сигнала ОС из входного и уменьшении результирующего сигнала на входе получают отрицательную ОС. Система с обратной связью содержит три основных блока: цепь прямой
передачи – ОУ цепь обратной связи и сумматор выполняющий операции сложения или вычитания:
Рис. 9. Блок схема усилителя с обратной связью.
Часть выходного напряжения усилителя через цепь обратной
связи с коэффициентом передачи В в виде сигнала обратной связи
U 0С ВU ВЫХ поступает на вход и вычитается из входного сигнала.
Разностное (дифференциальное) напряжение U Д U ВХ U 0С усиливается усилителем в цепи прямой передачи U ВЫХ K U U Д .
При отсутствии обратной связи (В=0) U 0С = 0 и U Д U ВХ усилитель усиливает непосредственно U ВХ : U ВЫХ K U U ВХ . Для В 0 получим усиление схемы с отрицательной ОС:
U ВЫХ K U U Д K U U ВХ U 0С K U U ВХ ВU ВЫХ K U U ВХ ВK U U ВЫХ
U ВЫХ ВK U U ВЫХ 1 BK U U ВЫХ K U U ВХ
Наличие отрицательной ОС приводит к уменьшению усиления
в F 1 BK U раз где F – глубина обратной связи.
При выполнении условия BK U 1 коэффициент усиления усилителя с отрицательной ОС не зависит от K U разомкнутого усилителя а определяется параметрами цепи ОС
Цепь обратной связи может быть выполнена на пассивных
элементах ( R C L ) с точными и стабильными параметрами поэтому
отрицательная ОС обеспечивает точность и стабильность коэффициента усиления при нестабильном K U разомкнутого усилителя.
Коэффициент передачи В цепи ОС выбирают исходя из заданного усиления замкнутого усилителя K причем равенство K 1 B
выполняется тем точнее чем больше K U . Поэтому и требуются ОУ с
коэффициентами усиления K U =10 4 10 6 .
Для оценки влияния K U на K преобразуем
BK U B1 1 BK U B BK U
Слагаемое 1 BK U представляет собой относительную погрешность коэффициента K из за конечного значения K U .
Например для получения усиления усилителя с ОС K =100 необходимо выбрать В=001. Если ОУ имеет K U =1000 то реальное
а относительная погрешность
Если K U =100000 то усиление схемы с ОС
Наличие у ОУ «+» и «–» – входов позволяет реализовать сумматор непосредственно на входе ОУ. Различают два вида сумматоров –
последовательный и параллельный – рис. 10.
Рис. 10. Последовательный и параллельный сумматоры.
В последовательном сумматоре эквивалентные источники сигналов U ВХ U OС U Д относительно друг друга включены последовательно. Сигнал обратной связи подается на инвертирующий вход (отрицательная ОС) а входной сигнал – на неинвертирующий. На дифференциальном входе усилителя выделяется разностный сигнал
U Д U ВХ U OС U ВХ ВU ВЫХ .
В параллельном сумматоре источники сигналов U ВХ U ВЫХ и суммарный сигнал U Д включены параллельно. В этой схеме сумматор и цепь
ОС совмещены и коэффициент передачи цепи ОС В равен коэффициенту передачи сумматора с выхода на вход: B RВХ RВХ R0С . Кроме того в параллельном сумматоре входное напряжение подается на
вход ОУ через делитель напряжения образованный резисторами
RВХ и ROС с коэффициентом передачи
ОУ выделяется дифференциальный сигнал
Соответственно схеме передачи выходного сигнала на вход усилителя различают последовательную и параллельную ОС.
Кроме классификации ОС по схеме сложения сигналов на входе
усилителя обратную связь классифицируют по способу формирова-
ния сигнала ОС на выходе. Существуют ОС по напряжению и ОС по
току в зависимости от того какому параметру выходного сигнала
(напряжению или току) пропорционален сигнал ОС.
Рис. 11. Обратная связь по напряжению (а) и току (б).
Для схем с ОС по напряжению характерна пропорциональность
сигнала ОС и напряжения на нагрузке U ВЫХ . Напряжение обратной
связи U ОС формируют с помощью делителя R1 R2 (ОС1 на рис. 11.а)
В частности если выходное напряжение полностью поступает
на вход усилителя то В=1 и U ОС U ВЫХ имеем 100% ю ОС по напряжению (ОС2 на рис. 11.а).
В схеме с ОС по току сигнал обратной связи снимается с резистора R0 включенного последовательно с нагрузкой усилителя. В
этом случае сигнал ОС пропорционален току нагрузки
В целом различают четыре основных типа ОС:
последовательная по напряжению
последовательная по току
параллельная по напряжению
параллельная по току.
комбинированная ОС сочетающая на входе или выходе одновременно два вида связи ОС по мощности.
По месту приложения сигнала обратной связи ОС различают
местную ОС – охватывающую промежуточный каскад многокаскадного усилителя общую ОС – охватывающую весь усилитель.
По типу применяемых в цепи ОС элементов различают линейную и нелинейную обратные связи а по виду АЧХ цепи ОС различают
частотнонезависимую и частотнозависимую обратные связи.
Основными схемами усилителей на ОУ являются неинвертирующий и инвертирующий усилители напряжения. В неинвертирующем усилителе напряжения применена последовательная по напряжению отрицательная ОС. Усилитель с 100% ой отрицательной последовательной ОС напряжению называют повторителем напряжения –
Рис. 12. Повторитель напряжения.
В повторителе напряжения U ВХ подается на «+» вход ОУ а
выход усилителя соединен непосредственно с «» входом. Коэффициент передачи цепи ОС В=1 следовательно
U ВЫХ K U U Д K U U ВХ U 0С K U U ВХ U ВЫХ K U U ВХ K U U ВЫХ
В повторителе напряжения обратная связь имеет максимальную
глубину F 1 K U . Для практических случаев K U 1 K 1 .
При определении коэффициентов передачи схем с отрицательной ОС на ОУ используют понятие идеальный ОУ. Под идеальным
понимают ОУ имеющий идеальные параметры: K U R ВХ М СФ бесконечно велики а R ВЫХ I ВХ U СМ равны нулю. В повторителе напряжения идеализация ОУ упрощает анализ:
Реальный конечный коэффициент K U приводит к отклонению K
от единицы с погрешностью 1 K U например:
K U 10000 K 0 9999 погрешность 1 K U =00001.
Для получения усиления K>1 цепь ОС делают ослабляющей –
В1. В неинвертирующем усилителе выходное напряжение подается
на вход через делитель напряжения на резисторах R1 R2 :
Рис. 13. Неинвертирующий усилитель.
Цепь ОС имеет коэффициент передачи
С учетом полученного для обобщенной схемы на рис. 9 выражения K K U 1 BK U для рассматриваемого усилителя
KU R1 R1 R2 R1 1 1 BKU R1 KU R1 R1 R2
Последнее основное для неинвертирующего усилителя равенство можно получить с помощью идеализации ОУ:
U ВЫХ U ВХ 1 R2 R1 .
В неинвертирующем усилителе отношение резисторов цепи ОС
выбирают исходя из заданного усиления:
Абсолютные значения сопротивлений R1 и R2 снизу ограничены
минимальным сопротивлением нагрузки ОУ: R1 + R2 >> R НMIN . Верхнее
значение сопротивлений цепи ОС обычно ограничено величиной допустимой токовой ошибки на входе ОУ из за входного тока
R1 R2 I ВХ или разности входных токов при симметрировании. Для
ОУ широкого применения с R НMIN =2кОм и токами десятки наноампер
сопротивления R1 R2 составляют десятки – сотни кОм и могут быть
увеличены до единиц – десятков МОм для ОУ с полевыми транзисторами на входе.
Рассмотрим влияние последовательной ОС на входное сопротивление усилителя (рис. 14).
При отсутствии ОС (рис. 14а) входной сигнал приложен между
входами ОУ и входное сопротивление усилителя равно дифференциальному RВХ ОУ:
U Д I ВХ RВХ U ВХ U Д R ВХ
В усилителе с последовательной ОС между входами ОУ приложена разность U Д U ВХ U 0С U ВХ поэтому входной ток значительно меньше тока без ОС что эквивалентно увеличению входного
сопротивления RВХ ОС по сравнению с RВХ.
Для схемы на рис. 14б справедливы равенства
U 0С ВU ВЫХ ВK U U Д ВK U I ВХ RВХ .
Рис.14. Входная цепь усилителя без ОС (а) и с отрицательной последовательной обратной связью (б).
U ВХ U Д U 0С I ВХ R ВХ ВKU I ВХ RВХ
Последовательная отрицательная обратная связь увеличивает
входное сопротивление в 1+ BK U =F раз.
Для оценки выходного сопротивления неинвертирующего усилителя исследуем влияние обратной связи по напряжению на RВЫХ.
Рис. 15. Влияние отрицательной обратной связи по напряжению
на выходное сопротивление.
Воспользуемся стандартным приемом определения RВЫХ двухполюсника – методом холостого хода и короткого замыкания. При отсутствии ОС (В=0 U 0С 0 U Д U ВХ )
U ВЫХХХ K U U Д K U U ВХ
Выходное сопротивление усилителя без ОС равно RВЫХ ОУ.
При наличии обратной связи:
U ВЫХХХ K U U Д K U U ВХ U 0С K U U ВХ K U BU ВЫХХХ
При коротком замыкании на выходе ОС по напряжению не действует:
U ВЫХ 0 U 0С ВU ВЫХ 0 U Д U ВХ
Отрицательная обратная связь по напряжению уменьшает выходное сопротивление в 1+ ВK U F раз.
При усилении постоянных напряжений необходимо учитывать
остаточное напряжение U0 на входе ОУ обусловленное UСМ и I ВХ .
Для неинвертирующего усилителя (рис. 13) приведенное ко входу напряжение ошибки:
U 0 U СМ ( I ВХ )R ( I ВХ )R U СМ R1 R2 I ВХ .
Так как знаки UСМ и I ВХ не определены то для оценки предельного значения U0 влияющие величины суммируют по модулю:
U 0 U СМ R1 R2 I ВХ .
Чтобы определить выходное напряжение ошибки по постоянному току U0ВЫХ найдем коэффициент усиления схемы с ОС по ошибке
Для упрощения анализа положим U ВХ =0 и воспользуемся схемой входной цепи неинвертирующего усилителя (рис. 13) с учетом
внутреннего источника U0:
Рис. 16. Определение U0ВЫХ в схеме с обратной связью.
Полагая K U получим U Д U 0 U 0С 0
Эквивалентные источники U0 и UОС включены последовательно
относительно UД при последовательной ОС и при параллельной (схема на рис. 10 б преобразуется в эквивалентную на рис. 16 так как при
U ВХ =0 резистор R1 заземлен).
Следовательно независимо от типа ОС по входу коэффициент
усиления по ошибке равен коэффициенту усиления сигнала неинвертирующим усилителем K 0 Ш 1 R2 R1 1 R0С RВХ .
Отрицательная ОС влияет на частотные свойства усилителя.
Если ОС частотнонезависимая как в случае рассмотренных повторителя и неинвертирующего усилителя то комплексный коэффициент
передачи усилителя K ( j ) определяется комплексным коэффициентом передачи разомкнутого ОУ K U ( j ) и глубиной обратной связи F.
После подстановки K U ( j ) соответствующего эквивалентной
схеме на рис. 6 получим:
ВKU 1 j ГР 1 BKU j ГР
Верхняя граничная частота усилителя с отрицательной ОС:
Отрицательная ОС увеличивает верхнюю граничную частоту
в 1+ ВKU F раз пропорционально уменьшению усиления.
Модуль коэффициента передачи усиления с ОС (АЧХ) равен:
K ( f ) K K U ( 1 BK U )
обратнопропорционален
ЛАЧХ замкнутого усилителя:
K ( f ) [ дБ ] 20 lg K ( f ) 20 lg
На частотах f f 0C и при условии BK U 1 ЛАЧХ усилителя
K ( f ) [ дБ ] 20 lg K 20 lg K U 20 lg( BK U ) 20 lg( 1 B ) .
Рис. 17. Асимптотические ЛАЧХ разомкнутого ОУ (1) и усилителя с
отрицательной ОС (2).
Так как увеличение f 0C по сравнению с f ГР ОУ пропорционально глубине ОС то максимальную верхнюю частоту имеет повторитель напряжения – при В=1 F K U и f 0C f ГР K U f1 . ЛАЧХ повторителя напряжения совпадает с осью частот т. к. K [дБ]=0.
ЛАЧХ упрощается – получают асимптотическую ЛАЧХ.
Пример расчета неинвертирующего усилителя на ОУ
Рассчитать параметры усилителя напряжения на ОУ на постоянном токе и на частоте 1кГц с коэффициентом усиления K=+50.
Расчет элементов усилителя состоит в выборе ОУ и расчете резисторов R1 и R2 (рис. 13). Выбираем универсальный ОУ KP14OУД7 с
основными параметрами:
KU 50000 U СМ 4 мВ I ВХ 200 нА I ВХ 50 нА f1 0 8 МГц RН 2 кОм .
R1 R2 RН 2 кОм .Выбираем
R1 10 кОм R2 R1( K 1 ) 490 кОм .
U 0 U СМ ( R1 R 2 )I ВХ 4 мВ 200 нА 9 8 кОм 6 мВ . Выходное напряжение ошибки U 0 ВЫХ U 0 K 0 Ш U 0 ( 1 R2 R1 ) 300 мВ следовательно
0 мВ U 0 ВЫХ +300 мВ.
Оценим влияние K U на K. Коэффициент передачи цепи ОС
F 1 BK U 1 0 02 50000 1001 . Реальное усиление замкнутого усилителя не менее K K U F 50000 1001 49 95 а погрешность не
превышает величины 1 F 0 001 0 1 %.
На переменном токе из за снижения K U ( f ) уменьшается глубина обратной связи и изменяется усиление. Граничная частота ОУ
f ГР f1 K U 800 кГц 50000 16 Гц . Усиление ОУ на частоте f=1кГц
K U ( f ) f 1 f 800 кГц 1 кГц 800 .
F ( f ) 1 BK U ( f ) 1 0 02 800 17 .
K ( f ) K U ( f ) F ( f ) 800 17 47 1 погрешность из за конечного
K U 1 F ( f ) 1 17 0 06 6 %.
Для оценки влияния ОС на RВХ и RВЫХ усилителя примем ориентировочно что параметры ОУ RВХ =20 кОм RВЫХ =20 Ом. Так как
ОС последовательная то входное сопротивление замкнутого усилителя R ВХ 0С RВХ F . На постоянном токе R ВХ 0С 20 кОм 1001 20 МОм .
Необходимо учитывать что реально R ВХ 0С ограничено величиной
RСФ ОУ которое не охвачено ОС и не зависит от вида ОС по входу.
На переменном токе R ВХ 0С ( f ) R ВХ F ( f ) 20 кОм 17 340 кОм .
Выходное сопротивление вследствие ОС по напряжению
уменьшается: R ВЫХ 0С RВЫХ F 20 1001 0 02 Ом на частоте 1 кГц
R ВЫХ 0С ( f ) R ВЫХ F ( f ) 20 17 12 Ом.
Граничная частота замкнутого усилителя (см. рис. 17)
f 0C f ГР F f 1 K f1 B 16 Гц 1001 800 кГц 50 16 кГц .
В инвертирующем усилителе напряжения UВХ и UВЫХ подаются
на « » вход ОУ соответственно через резисторы R1 и R2 а «+»
вход заземлен. Схема суммирования UВХ и UОС параллельный сумматор.
Рис. 18. Инвертирующий усилитель.
Напряжение U Д на « » входе ОУ можно найти методом наложения как сумму сигналов в результате действия источников UВХ и
R1 ( R1 R2 ) B и коэффициент ослабления U ВХ при подаче на « »
вход ОУ YВХ R2 ( R1 R2 ) то
Последняя формула соответствует блок схеме на рис. 19.
Рис. 19. Блок схема инвертирующего усилителя.
Если усиление ОУ велико: 1 KU 0 или K U 1 R2 R1
то коэффициент передачи инвертирующего усилителя
Коэффициент передачи усилителя на идеальном ОУ нетрудно
получить из исходного выражения для UД при условии что K U
Так как из за большого усиления ОУ напряжение между входами мало а «+» вход заземлен то в инвертирующем усилителе и
потенциал « » входа близок к нулю. Поэтому в таком усилителе
« » вход ОУ называют виртуальным (кажущимся) нулем. Напри-
мер при UВЫХ =10 В и KU 50000 UД =02 мВ. Инвертирующий усилитель называют схемой со сложением токов так как в точке суммирования на « » входе ОУ происходит сравнение и выравнивание
по модулю под действием отрицательной ОС тока обратной связи
I ОC U ВЫХ R2 и входного тока I ВХ U ВХ R1 .
Особенность инвертирующего усилителя – очень низкое эквивалентное сопротивление в точке суммирования что обусловлено
действием параллельной отрицательной ОС. Определим входное
сопротивление инвертирующего ОУ с помощью схемы:
Рис. 20. Определение входного сопротивления инвертирующего усилителя.
Входное напряжение складывается из двух напряжений входного контура:
Для определения второго слагаемого воспользуемся 1 законом
Кирхгофа для входного узла:
I ВХ ROC RВХ 1 KU 1 KU
При достаточно большом усилении ОУ входное сопротивление
в точке суммирования ROC 1 KU может быть весьма малым и составлять десятые – сотые доли Ома. В целом RВХOС определяется величиной резистора сумматора R1 который практически заземлен в
точке виртуального нуля. Из за низкого R ВХ 0С (при R1 =0) инвертирующий усилитель обеспечивает режим короткого замыкания для источника сигнала. Поэтому эту схему часто применяют в качестве высокоточного преобразователя тока I ВХ в напряжение U ВЫХ ввиду малости тока I Д
U ВЫХ I 0C R0C I ВХ I Д R0C I ВХ R0C .
Выходное сопротивление усилителя R ВЫХ 0С определяется типом
ОС по выходу и аналогично схеме неинвертирующего усилителя мало:
Пример расчета инвертирующего усилителя на ОУ.
Рассчитать параметры усилителя напряжения на ОУ на постоянном токе и на частоте 1 кГц с коэффициентом усиления K 100 .
В качестве ОУ выбираем интегральную микросхему KР140УД7.
Резисторы сумматора определяем из условий:
R1 =10 кОм R2 = R1 K =1 МОм.
Входное напряжение ошибки
U 0 U СМ ( R1 R 2 )I ВХ 4 мВ 200 нА 9 9кОм 6 мВ .
Выходное напряжение ошибки
U 0 ВЫХ U 0 K 0 Ш U 0 1 R2 R1 600 мВ
0 мВ U 0 ВЫХ +600 мВ.
Для уменьшения токовой составляющей входного смещения
можно применить симметрирующий резистор R3 на «+» входе
R3 R1 R2 9 9 кОм 10 кОм .
U 0 U СМ I ВХ R3 4 мВ+59 нА10 кОм=45 мВ
Коэффициент передачи цепи ОС
B R1 R1 R2 1 1 K 00099
коэффициент ослабления входного напряжения
YиВХ R2 R1 R2 1000 1010 099.
На постоянном токе глубина обратной связи
F 1 BK U 1 0 0099 50000 496 .
Реальное усиление замкнутого усилителя по модулю не менее
K YиВХ KU F 0 99 50000 496 99 8 или
K R2 R1 1 R1 R2 K U R1 1001 0 002 99 8
F 1 496 0 002 0 2% .
ОУ f ГР f1 K U 800 кГц 50000 16 Гц .
Усиление ОУ на частоте f=1кГц
F ( f ) 1 BK U ( f ) 1 0 0099 800 9 .
K ( f ) YиВХ KU ( f ) F ( f ) 0 99 800 9 88 .
Погрешность из за конечного K U
F ( f ) 1 9 0 11 11 % .
Ориентировочно входное и выходное сопротивления на постоянном токе равны
R ВХ 0С R1 R0C 1 K U 10 кОм 1 МОм 50001 10 02 кОм
R ВЫХ 0С R ВЫХ F 20 496 004 Ом .
R ВЫХ 0С R ВЫХ F ( f ) 20 9 2 2 Ом .
Граничная частота замкнутого усилителя
f 0C f ГР F 16 Гц 496 7 9 кГц .
Измерение параметров ОУ проводят в схемах с отрицательной
обратной связью. Это обусловлено тем что из за большого коэффициента усиления разомкнутого ОУ при наличии даже малых входных
ошибок усилитель оказывается в режиме ограничения напряжения по
выходу. Например смещение U СМ 4 мВ при K U 50000 (ОУ
КР140УД7) должно привести к U ВЫХ при сохранении линейного режима порядка 200 В. U ВЫХ реального ОУ примет значение 11 13В
при питании 15В а промежуточные каскады выйдут из линейного
режима что делает измерение параметров невозможным. Отрицательная ОС позволяет вывести ОУ в линейный режим и непосредственно или косвенно измерять параметры.
1. Измерение напряжения смещения U СМ . Напряжение смещения ОУ измеряется в схеме повторителя напряжения. При отсутствии
сигнала U ВЫХ KU СМ U СМ . Измерение провести вольтметром и осциллографом (на максимальной чувствительности).
Рис. 21. Схема измерения U СМ ОУ.
2. Измерение входных токов I ВХ
. Входные токи также
измеряются в схеме повторителя напряжения с заземленным входом.
Для выделения токовых составляющих входной ошибки последовательно с соответствующим входом включается эталонный резистор
R на котором формируются напряжения RI ВХ и RI ВХ причем измерение токов производят раздельно.
Рис. 22. Схема измерения I ВХ
Рис. 23. Схема измерения I ВХ
проводится косвенным методом путем
измерения U ВЫХ и расчета I ВХ
. Выходное напряжение схем (на рис.
23) содержит две составляющих: U СМ и падение напряжения на
резисторе R при протекании тока I ВХ
3. Измерение KU и АЧХ. Коэффициент усиления KU измеряется на переменном токе. Схема измерения представляет собой инвертирующий
K U ВЫХ U ВХ ( R2 R1 ) 1 . Правильность работы схемы устанавливается проверкой двухканальным осциллографом равенства:
U ВЫХ U ВХ (фазовый сдвиг 180 град). Для измерения KU частота
должна быть минимальной – 10÷20 Гц. На низких частотах KU составляет десятки – сотни тысяч и входное напряжение ОУ UД порядка
÷100 мкВ. Измерять такие UД сложно поэтому для измерения на
низких частотах в схеме используется дополнительный делитель напряжения R3 R4 и измеряется напряжение U 1 которое значительно
U Д U 1 R 4 ( R3 R4 ) U Д U 1 100 .
Рис. 24. Схема измерения KU и АЧХ ОУ.
Определение KU заключается в измерении напряжения
U ВЫХ U 1 и расчете U Д и K U U ВЫХ U Д .
На низких частотах регулировкой U ВХ поддерживать напряжение U ВЫХ 2 5 В. Контролировать форму сигналов и при появлении нелинейных искажений выходного сигнала (отклонение от sin)
уменьшать амплитуду сигнала. При достижении частот на которых
U 1 превышает величину 100 мВ делитель R3 R 4 следует исключить
инвертирующий вход подключить к узлу U 1 и измерять непосредственно UД=U1. Все измерения проводить осциллографом одновременно наблюдая U ВЫХ и один из требуемых сигналов U ВХ U 1 или U Д .
При необходимости результаты измерения уточнять вольтметром. В процессе измерения АЧХ оценить фазовые сдвиги: 1 –
между U Д ( U 1 ) и U ВЫХ и 2 – между U ВХ и U ВЫХ . Результаты измерения занести в таблицу 3.1.
Построить логарифмическую АЧХ определить f ГР и f1 .
УКАЗАНИЕ. Частоту f ГР определить по фазовому сдвигу
U ВЫХ относительно U 1 ( U Д ) – 1 ( f ГР ) = 45град. Частоту f1 определить графически продолжением участка ЛАЧХ с наклоном 20дБдек
до пересечения с осью f .
4. Измерение выходных напряжений ОУ. Полярность напряжения U ВЫХ устанавливается подключением потенциометра R1 к
соответствующему напряжению питания ±15В. Измерить выходные
Рассчитать выходные сопротивления ОУ.
RВЫХ ( U ВЫХ 1 U ВЫХ 2 ) ( I 2 I1 ) I1 U ВЫХ 1 RН1
RВЫХ ( U ВЫХ 1 U ВЫХ 2 ) ( I 2 I1 )
I1 U ВЫХ 1 RН 1 I 2 U ВЫХ 2 RН 2
В качестве U ВЫХ принять напряжение при номинальной нагрузке R Н 2 кОм а за RВЫХ принять максимальное из R ВЫХ и
Рис. 25. Измерение максимальных выходных напряжений ОУ.
5. Измерение потребляемого тока. Токи I n и I n измеряются в схеме повторителя напряжения (рис. 21) при U ВХ 0 с помощью включенных в цепи питания U и U миллиамперметров.
6. Измерение скорости нарастания выходного напряжения.
Максимальную скорость нарастания выходного напряжения
ОУ VU определяют в схеме повторителя напряжения (рис. 26) по реакции ОУ на скачок входного напряжения. Входной сигнал – напряжение прямоугольной формы частотой 10÷50кГц и амплитудой 10В –
рис. 27. В установившемся режиме U ВЫХ KU ВХ U ВХ . Измерить положительное и отрицательное установившиеся выходные напряжения
U ВЫХ и U ВЫХ при R Н 2 кОм и отключенной нагрузке. Измерить
время прохождения выходного напряжения ОУ от уровня 0.9U ВЫХ до
уровня 0.9U ВЫХ tФ и время прохождения U ВЫХ между теми же
уровнями в обратном направлении tФ . Рассчитать скорости нарастания:
VU ( 0.9U ВЫХ 0.9U ВЫХ ) tФ
Рис. 26. Измерение максимальной скорости нарастания выходного
Рис. 27. Временные зависимости сигналов U ВХ и U ВЫХ
В качестве параметра V принять минимальную из VU и VU .
7. Результаты измерений по пп. 3.1 – 3.6 оформить в виде таблицы 3.2. Нормируемые параметры исследуемого типа ОУ выписать
Параметр K U I ВХ I ВХ
8. Исследование повторителя напряжения (рис. 28).
Исследование повторителя проводить на частоте 1кГц. Установить RГ 0 RН 2 кОм RВХ 1 В и измерить U ВЫХ . Измерения проводить вольтметром с точностью до трех значащих цифр. Желательно
измерения проводить одним вольтметром для исключения его погрешности. При измерении наблюдать сигналы с помощью осциллографа. Зарисовать осциллограммы сигналов U ВХ (t ) и U ВЫХ (t ) U ОС (t ) .
Определить по измеренным U ВХ и U ВЫХ коэффициент K . Измерить фазовый сдвиг ФОС между U ВХ и U ВЫХ .
Оценить входное сопротивление повторителя. Для этого подключить RГ 2 Мом измерить U ВХ и U ВЫХ и определить
R ВХОС R Г U ВЫХ ( KU ВХ U ВЫХ ) .
Оценить выходное сопротивление. Измерить U ВЫХ .ХХ подключить RН 2 кОм измерить U ВЫХ и определить
R ВЫХОС R Н (U ВЫХХХ U ВЫХ ) U ВЫХ .
Рис. 28. Исследование повторителя напряжения.
Установить RГ 0 RН 2 кОм и измерить f OC . При измерениях
на частотах f 1 кГц отключить вольтметр изменяющий U ВЫХ . Номинальный коэффициент передачи повторителя K 1 поэтому f OC определяют путем измерения частоты на которой U ВЫХ 0.7U ВХ . Эта частота – параметр малого сигнала. Поэтому амплитуды сигналов должны
быть достаточно малы для исключения влияния нелинейных искажений вследствие ограниченной скорости V ОУ отсутствие которых
контролировать с помощью осциллографа.
Измерить максимальную амплитуду неискаженного сигнала на
частоте 20кГц. Измерить максимальную частоту передачи неиска-
женного сигнала f МАКС с амплитудой U ВЫХМ 5 В. Зарисовать осциллограммы напряжений U ВХ (t ) и U ВЫХ (t ) на частотах 2 f МАКС и 5 f МАКС .
9. Рассчитать параметры повторителя напряжения на частоте
f 1 кГц. Для определения K U и Ф1 на частоте 1кГц воспользоваться
результатами измерения АЧХ (п. 3.3). В качестве параметров ОУ
принять измеренные RВЫХ f1 и V (табл. 3.2) и ориентировочно
RВХ 20 кОм. Рассчитать максимальную амплитуду неискаженного
сигнала U МАКС на частоте 20кГц и максимальную частоту передачи неискаженного сигнала f МАКС с амплитудой U ВЫХМ 5 В.
Теоретические параметры повторителя напряжения:
Результаты измерений и расчетов по пп. 3.8 3.9 представить в
Повторитель напряжения
10. Исследование неинвертирующего усилителя на ОУ (рис.
Исследование усилителя проводить для двух режимов:
а) R1 1 кОм R2 10 кОм.
б) R1 1 кОм R2 100 кОм.
Сопротивления резисторов R1 и R2 измерить и использовать в
расчетах с точностью до трех значащих цифр.
Измерить коэффициент передачи В цепи ОС (а и б):
Рис. 29. Измерение коэффициента передачи цепи ОС.
Собрать схему неинвертирующего усилителя. Закоротить вход и
измерить выходное напряжение U 0 ВЫХ .
Измерить параметры усилителя K RВЫХ и f OC для вариантов а) и
б). Методика измерения параметров – по п. 3.8. Параметры измерять
на частоте 1кГц амплитуду выходного напряжения устанавливать на
уровне 5В при измерении K и R ВЫХOC и 0.5В при определении верхней граничной частоты f OC .
Зарисовать осциллограммы напряжений U ВХ ( t ) U ВЫХ ( t )
11. Рассчитать параметры неинвертирующего усилителя
B F K RВЫХOC U 0 ВЫХ f OC для вариантов а) и б). Расчет вести аналогично п. 3.9 и примеру. Исходные данные для расчетов:
R1 и R2 номинальные значения;
K U (на частоте 1кГц) – измеренное – табл.3.1;
– измеренное – табл.3.2.
U 0 ВЫХ U 0 ( 1 R1 R 2 )
U 0 U СМ ( I ВХ )( R1 R 2 )
Результаты измерений и расчетов по пп. 3.10. 3.11 представить
Неинвертирующий усилитель
Построить асимптотические ЛАЧХ усилителей (а и б) – аналогично рис. 17.
12. Исследование инвертирующего усилителя (рис. 18).
а) R1 10 кОм R2 10 кОм R3 0 .
б) R1 10 кОм R2 100 кОм R3 0 .
Собрать схему инвертирующего усилителя. Закоротить вход и
Измерить параметры усилителя K и f OC для вариантов а) и б).
Методика измерения параметров – по п.3.8. и 3.10. Параметры измерять на частоте f=1кГц амплитуду выходного напряжения устанавливать равной 5В при измерении K RВХOC и 0.5В при определении верхней граничной частоты f OC .
На частоте 1кГц измерить U ВХ и U Д (осциллографом на максимальной чувствительности) и определить RВХOC .
R ВХOC R1 R1U Д ( U ВХ U Д ) .
Зарисовать осциллограммы напряжений U ВХ ( t ) и U ВЫХ ( t ) .
13. Рассчитать параметры инвертирующего усилителя YиВX B
F K U 0 ВЫХ f OC R ВХOC для вариантов а) и б). Расчет вести аналогично примеру. Исходные данные для расчетов:
R ВХОС R1 R 2 ( 1 K U )
U 0 ВЫХ U 0 ( 1 R2 R1 )
U 0 U СМ ( I ВХ )( R1 R2 )
Построить асимптотические ЛАЧХ усилителей (а и б).
Отчет должен содержать схемы измерения параметров и исследуемых усилителей на ОУ расчеты таблицы и графики в соответствии с заданием пп.3.1. – 3.13.
Привести условное графическое изображение ОУ.
Перечислить основные нормируемые параметры ОУ.
Изобразить эквивалентную схему ОУ с учетом источников входных
Изобразить амплитудную характеристику ОУ.
По заданным K U и f1 построить АЧХ и ФЧХ ОУ с внутренней
коррекцией определить f ГР и усиление на заданной частоте.
Как по скорости нарастания выходного напряжения ОУ определяются параметры
неискаженного сигнала?
Как рассчитывается напряжение входной ошибки ОУ что такое балансировка
Перечислить основные виды обратной связи.
Изобразить блок схему усилителя с ОС вывести коэффициент усиления.
По заданным коэффициенту усиления и допустимой погрешности
определить требуемое минимальное усиление ОУ.
Изобразить схемы последовательного и параллельного сумматоров
получить формулы сложения.
Как отрицательная ОС влияет на АЧХ усилителя вывести f OC .
Построить ЛАЧХ усилителя с отрицательной ОС по заданным усилению К и f1 ОУ.
Самостоятельно получить зависимость 0С от глубины ОС F.
Изобразить схему повторителя напряжения вывести коэффициент
Изобразить схему неинвертирующего усилителя на ОУ вывести коэффициент
Как выбирают сопротивления цепи ОС? Пояснить на примере.
Получить входное сопротивление усилителя с отрицательной последовательной
Получить выходное сопротивление усилителя с отрицательной обратной связью по напряжению.
Изобразить схему инвертирующего усилителя на ОУ вывести коэффициент передачи.
Получить входное сопротивление усилителя с отрицательной параллельной обратной связью.
Вывести коэффициент передачи одного из усилителей считая ОУ
Как определяется выходное напряжение ошибки по постоянному
Рассчитать по заданным усилению и типу параметры одного из усилителей с отрицательной ОС.
Привести схемы измерения основных параметров ОУ: U СМ I ВХ
I ВХ K U АЧХ V I ПОТР .
Почему основные параметры ОУ измеряют в схемах с отрицательной ОС?
для вузов М: Радио и связь 1989 С. 49 99 217 222 325 355.
Гусев В.Г. Гусев Г.М. Электроника. Издание второе. М:
Высш. шк.. 1991 С. 347 369 376 380 392 394.
Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных
устройствах 2 е изд. перераб. и доп. – Л.: Энергоатомиздат. –
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №9
ИССЛЕДОВАНИЕ ИНТЕГРАТОРА
Целью работы является изучение простейших схем интеграторов на операционных усилителях исследование их частотных и фазовых характеристик и определение реакций на входной сигнал прямоугольной формы.
Схема интегратора приведена на рис.1.
Потенциал инвертирующего входа ОУ равен нулю т.к. неинвертирующий вход заземлён поэтому входной ток
Учитывая что выходной ток усилителя значительно меньше iR получим ic= iR и напряжение на конденсаторе и выходе интегратора
Для прямоугольного сигнала Uвх = const при t > t0
Зависимость выходного сигнала интегратора от времени при
прямоуголном входном сигнале приведена на рис.2.
Рис. 2. Реакция интегратора на прямоугольный импульс
Одновременно с интегрированием входного сигнала интегрируется напряжение смещения ОУ а также происходит перезаряд конденсатора входным током ОУ. Напряжение смещения кроме того непосредственно приложено к конденсатору. Суммарная ошибка из-за
указанных погрешностей имеет вид:
Из последенй формулы видно что через определённое время
конденсатор зарядится до такой величины что операционный усилитель войдёт в насыщение. Для исключения насыщения интегратора
параллельно конденсатору включают высокоомный резистор R2 .
Рис.3. Реальный интегратор
ЛАЧХ интегратора приведена на рис.4.
Рис.4. ЛАЧХ интегратора
ЛАЧХ идеального интегратора
ЛАЧХ реального интегратора.
На низких частотах сопротивление конденсатора стремится к
бесконечности усилитель разомкнут. Наличие R2 позволяет ограничить усиление и сохранить активный режим ОУ.
Собрать схему интегратора С=01 мкФ – рис. 3. Исследовать реакцию интегратора на прямоугольный сигнал амплитудой 1В для
частот 100Гц 1кГц 10кГц для R2= 100кОм 18МОМ R1= 1кОм
кОм 100кОм. Зарисовать осциллограмму выходных напряжений определить их амплитуду и скорость изменения.
Рассчитать напряжение ошибки интегратора для R2 =
R1= 1кОм 10кОм 100кОм t 10 2 сек t 10 1 сек t 1сек
с учётом измеренных параметров ОУ.
Снять АЧХ интегратора для R2= 100 кОм 18 МОм .
R1= 1кОм 10кОм 100кОм. Результаты представить в таблицах для
каждой пары R1 и R2.
Построить АЧХ интегратора. На том же графике построить теоретическую АЧХ – рис.4 для заданных R1 R2 С.
Отчет должен содержать результаты измерений расчеты
таблицы и графики в соответствии с заданием пп. 1. – 4.
Построить ЛАЧХ идеального интегратора по заданным R и C
Построить ЛАЧХ реального интегратора по заданным R и C.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №10
ИССЛЕДОВАНИЕ ДИФФЕРЕНЦИАТОРА
Целью работы является изучение простейших схем дифференциаторов на операционных усилителях исследование их частотных и
фазовых характеристик и определение реакций на входной сигнал
прямоугольной формы.
Схема дифференциатора приведена на рис.1.
Рис.1. Дифференциатор
Выходное напряжение дифференциатора:
На высоких частотах сопротивление конденсатора становится
бесконечно малым. Реальные дифференциаторы содержат последовательно включённый с конденсатором низкоомный резистор чтобы на
высоких частотах ограничить коэффициент усиления и исключить
шунтирование источника входного сигнала.
Рис.2. Реальный дифференциатор
Частотная характеристика дифференциатора имеет вид
Рис.3. ЛАЧХ дифференциатора
ЛАЧХ идеального дифференциатора.
ЛАЧХ реального дифференциатора.
Собрать схему дифференциатора С=001 мкФ рис. 2. Исследовать реакцию дифференциатора на прямоугольный сигнал частотой 100 Гц 1кГц 10кГц амплитудой 1В для R1=100 Ом 1к.
Снять АЧХ дифференциатора для R1= 100 Ом 1 кОм R2= 10 кОм
0кОм. Измерить сдвиг фаз.
Построить экспериментальные и теоретические АЧХ дифференциатора для заданных R1 R2 C.
таблицы и графики в соответствии с заданием пп. 1. – 3.
Построить ЛАЧХ идеального дифференциатора по заданным R и C.
Построить ЛАЧХ реального дифференциатора по заданным R и C.
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА №11
ИССЛЕДОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ СХЕМ НА ОПЕРАЦИОНЫХ
Целью работы является исследование импульсных схем на ОУ в
режиме компаратора: преобразователь переменного напряжения в
прямоугольное нуль – орган компаратор с гистерезисом RC – генератор прямоугольных импульсов.
1. Исследовать преобразователь синусоидального напряжения в
Рис.1. ОУ в режиме компаратора
Зарисовать осциллограммы напряжений в одних координатных
осях при Uвхm= 20 мВ и 2В и fвх=50 Гц и 1 кГц.
Определить длительность фронтов импульсов Uвых tф tф .
2. Исследовать компаратор с гистерезисом (положительной обратной связью).
Рис.2. ОУ в режиме компаратора с гистерезисом
Напряжение ОС при условии R1R2
ос оп 2( 2+ 1)+ вых 1( 1+ 2) оп+ вых 1( 1+ 2)
Зарисовать в одних осях осциллограммы напряжений Uвх
Uвых Uос для Uвхm=6 В; Uоп=0; +1В;+5В;-1В;-5В и fвх=50 Гц и
3. Исследовать генератор прямоугольных импульсов:
Рис.3. Генератор прямоугольных импульсов
Зарисовать осциллограммы напряжений U вх U вх
Uоп=0 R=10кОм 100кОм 2МОм. Измерить частоту колебаний и
сравнить с расчетной.
таблицы и графики в соответствии с заданием пп. 2.1. – 2.3.
Как величина гистерезиса зависит от напряжения обратной связи?
Как величина гистерезиса зависит от опорного напряжения?
Как изменится частота генератора при увеличении емкости

А1(1).dwg

Пояснительная записка.doc

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РЕСПУБЛИКИ БЕЛАРУСЬ
УЧРЕЖДЕНИЕ ОБРАЗОВАНИЯ
ГОМЕЛЬСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ИМЕНИ П.О.СУХОГО
Факультет автоматизированных и информационных систем
Кафедра «Промышленная электроника»
РАСЧЕТНО-ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА
по дисциплине «Электрические цепи непрерывного действия»
на тему: «Усилитель мощности»
Исполнитель: студент гр.
Руководитель: ст. преподаватель
Подписи членов комиссии
Выбор и обоснование схемы выходного
Расчет напряжений питания ±Еп потребляемой мощности Ро КПД
мощности на коллекторах оконечных транзисторов Pк
Выбор оконечных транзисторов расчет площади теплоотводов
Расчет и выбор элементов усилителя мощности – предоконечные транзисторы
Выбор операционного усилителя для усилителя мощности расчёт элементов
цепи отрицательной обратной
Расчет предварительного
Проектирование блока
Приложения 1. (Спецификация устройства)
Приложение 2. (Схема электрическая принципиальная устройства)
Во многих областях современной науки и техники часто встречается
необходимость усиления электрических сигналов различных видов с сохранением
их формы. Устройства предназначенные для этой цели называют усилителями.
Усилители имеют широкое и разностороннее применение: в радиосвязи и
радиовещании телевидении звуковом кино устройствах записи и
воспроизведения звука дальней проводной связи измерительной аппаратуре а
также в телемеханике автоматике электронно-вычислительных машинах
аппаратуре исследования космического пространства и т.д. Электронные
сигналы усиливаются с помощью специальных приборов – усилительных
элементов которые получают электрическую энергию от источника питания и
преобразует её в энергию усиливаемых сигналов т.е. обладают управляющими
Управляющий источник энергии от которого усиливаемые сигналы поступают
на усилитель называют источником сигнала а цепь усилителя в которую эти
сигналы вводят - входной цепью или входом усилителя. Устройство являющееся
потребителем усиленных сигналов называют нагрузкой усилителя а цепь к
которой подключают нагрузку - выходной цепью или выходом усилителя.
Источник управляемой энергии преобразуемый усилителем в энергию
усиливаемых сигналов называют источником питания усилителя или основным
источником питания. Кроме основного усилитель иногда имеет вспомогательные
источники питания энергия которых не преобразуется в усиливаемые сигналы
а используется для приведения усилительных элементов в рабочее состояние
(например источник питания цепей накала электронных ламп источник
напряжения смещения и т.д.).
Усиление даваемое одним усилительным элементом для практических целей
оказывается обычно недостаточным; в усилителе используют несколько
усилительных элементов включённых таким образом что усиленные первым
элементом сигналы подводятся ко второму усиленные вторым – к третьему и
т.д. При этом один усилительный элемент и отнесенные к нему элементы связи
называют усилительным каскадом или просто каскадом; большинство
современных усилителей является многокаскадными.
Усилители классифицируют по различным признакам: характеру усиливаемых
сигналов полосе усиливаемых частот назначению усилителя и роду
используемых усилительных элементов. Усилители переменного тока усиливают
лишь переменные составляющие сигнала в полосе частот от нижней рабочей
частоты fн до верхней рабочей частоты fв; к этой группе относятся
большинство существующих усилителей.
Усилители с транзисторами и электронными лампами называют электронными
так как принцип действия используемых в них усилительных элементов основан
на электронных процессах происходящих в полупроводнике и вакууме.
Транзисторы и электронные лампы являются наиболее совершенными и
универсальными усилительными элементами; они дают большое усиление в
широкой полосе частот имеют простые схемы включения большой срок службы
не требуют какой-либо настройки и наладки в эксплуатации. По этим причинам
транзисторные и ламповые усилители являются наиболее распространенными и
широко применяемыми несмотря на сравнительно высокий уровень собственных
Если говорить об основных параметрах электронных усилителей то свойства
усилителей во многом определяют область их применения. Чтобы судить о
возможности использования конкретного усилителя в том или ином электронном
устройстве необходимо знать его основные параметры. К ним кроме
коэффициента усиления относятся чувствительность выходная мощность
диапазон усиливаемых частот входное и выходное сопротивление коэффициент
нелинейных искажений и некоторые другие.
Выходной является мощность отдаваемая усилителем в нагрузку. Различают
номинальную и максимальную выходную мощность. Номинальной называют такую
наибольшую выходную мощность при которой искажения усиливаемого сигнала не
превышают некоторого оговорённого заранее значения (обычно 3-5%). С
возрастанием выходной мощности увеличиваются и искажения усиливаемого
сигнала. Наибольшую мощность которую можно получить от усилителя при
уровне искажений до 10% называют максимальной. Максимальная выходная
мощность может в 2-10 раз превышает номинальную.
Чувствительностью усилителя называют напряжение низкочастотного сигнала в
милливольтах или микровольтах подаваемого на его вход при котором
усилитель отдаёт в нагрузку номинальную мощность. Чем меньше это входное
напряжение тем выше чувствительность.
Диапазон усиливаемых частот – это область рабочих частот усилителя в
границах которой его коэффициент усиления изменится в пределах заданных
техническими условиями. Диапазон частот в пределах которого коэффициент
усиления не более чем в 07 раз от максимального значения называют
полосой пропускания усилителя. Входное сопротивление – характеризует
внутреннее сопротивление усилителя переменному току. От правильного выбора
входного и выходного сопротивления во многом зависит входная и выходная
мощность усилителя и работа всего устройства. Коэффициент нелинейных
искажений называемый иногда коэффициентом гармоник отображает уровень
нелинейных искажений усилителя. Усилитель не является линейным элементом
поэтому при поступлении на его вход гармонического сигнала изменяющегося с
частотой f1 в выходном сигнале возникнут дополнительные составляющие с
частотами f2=2f1 f3=3f1 и т.д. Для наглядного изображения устройства
усилителя воспользуемся структурной электрической схемой:
Рис.1. Структурная электрическая схема усилителя.
На этой схеме изображены основные узлы усилителя: предварительный
усилитель усилитель мощности источник питания состоящий из
трансформатора выпрямителя фильтра и стабилизатора.
Предварительный усилитель состоит из одного или нескольких каскадов
предварительного усиления назначением которых является усиление
напряжения тока или мощности сигнала до величины необходимой для подачи
на вход усилителя мощности. Основное требование предъявляемое к каждому
каскаду предварительного усиления заключается в получении возможно
большего напряжения тока или мощности сигнала так при этом число каскадов
будет наименьшим а усилитель – наиболее простым и дешёвым.
Питание усилительных схем может осуществляться от различных источников
но основным из них является выпрямитель и стабилизатором напряжения
совместно с фильтром который уменьшает коэффициент пульсаций.
В зависимости от положения точки покоя на статических ВАХ активных
приборов УМ делятся на классы. Количественной характеристикой класса
усилителя служит угол отсечки Qотс – выраженная в градусах половина
длительности той части периода усиливаемого сигнала в течение которой
через активный прибор протекает ток.
В режиме класса А точка покоя выбирается таким образом чтобы рабочая
точка при движении по линии не попадала в области отсечки коллекторного
тока и насыщения а транзистор в течение всего периода усиливаемых сигналов
остается в активном режиме.
Для класса А угол Qотс =1800 т.к. ток через транзистор при определенном
уровне амплитуд входных сигналов протекает в течение всего периода сигнала.
Достоинством класса А является низкое значение коэффициента гармоник по
сравнению с остальными классами причём чем меньше амплитуды сигналов по
сравнению с током покоя и соответственно меньше КПД тем меньше искажения
сигнала. Из-за низких энергетических параметров усилители мощности класса А
находят применение в качестве микромощных усилителей мощности с выходной
мощностью до нескольких десятков милливатт.
Усилители мощности класса В выполняют по трансформаторной и
безтрансформаторной схемам. Наиболее распространена схема
безтрансформаторного двухтактного усилители мощности класса В на
комплиментарных транзисторах (с дополнительной симметрией) работающих в
режиме эмиттерных повторителей напряжения на общую нагрузку.
Положительная полуволна напряжения на нагрузку при подаче на вход сигнала
формируется транзистором n-p-n типа а отрицательная – транзистором p-n-p
типа. При отсутствии сигнала оба транзистора закрыты потребляемая мощность
Недостатком усилителей мощности класса В являются переходные искажения
сигнала особенно заметные при малых амплитудах напряжения. Эти искажения
появляются в моменты перехода сигнала через ноль и обусловлены резкой
нелинейностью входных ВАХ биполярных транзисторов на начальном участке. Для
уменьшения переходных искажений применяют класс АВ - промежуточной между
режимами А и В с углом отсечки 100 – 1200 . Точка покоя транзисторов
задаётся в активной области. Для сдвига точки покоя в активную область
применяют дополнительные источники Есм > Uотп. В качестве отпирающих
напряжений используют напряжения на прямосмещённых p-n – переходах диодов.
Современные усилители мощности для уменьшения нелинейных искажений строят
по схемам с общей отрицательной обратной связью на основе режимов В и АВ.
Uнm = 10 (В) - амплитуда напряжения на нагрузке;
Pн = 34 (Вт) - мощность на нагрузке;
Rн = 1.47 (Ом) - сопротивление нагрузки;
Iнm = 6.8 (А) - амплитуда тока на нагрузке;
Uвхm = 9 (мВ) - амплитуда входного напряжения;
fн = 42 (Гц) - низшая частота усиливаемых сигналов;
fв = 21 (кГц) - высшая частота усиливаемых сигналов.
Выбор и обоснование схемы выходного каскада.
Схема усилителя мощности приведена на рис.1.1. Вид отрицательной
обратной связи – единичная ООС по напряжению.
Рис.1.1. Усилитель мощности
Операционный усилитель DA обеспечивает заданное значение напряжения на
нагрузке а усилитель мощности как правило имеет коэффициент Ku(1 и
усиливает сигнал ОУ по току и следовательно по мощности. В тех случаях
когда выходное напряжение ОУ меньше Uнm выходной каскад должен иметь Ku(1
и для этого содержать транзисторы включенные по схеме ОЭ.
Рис.1.2. Типовая схема выходного каскада
Расчет напряжений питания ±Е потребляемой мощности Ро КПД мощности
на коллекторах оконечных транзисторов Рк.
Среднее значение потребляемого тока:
Потребляемая мощность:
Мощность на коллекторе:
Коэффициент полезного действия:
Максимальная мощность на коллекторе:
Рис.2.1. Линии нагрузки входных транзисторов
Построим зависимости Ро(Uнм) Рн(Uнм) Рк(Uнм) КПД(Uнм). Uнм=0.001 Uнм.
Рис.2.2. Зависимость Po Pн Pк от напряжения Uнм
Рис.2.3. Зависимость КПД от напряжения Uнм
Выбор оконечных транзисторов расчёт площади теплоотводов.
Выходные транзисторы выбираются по предельно-допустимым параметрам:
По справочнику [5] подбираем транзисторы удовлетворяющие предельным
Рассчитаем площадь теплоотвода для транзистора VT4.
Общее тепловое сопротивление:
[pic]- температурный запас.
Общее тепловое сопротивление складывается из составляющих:
[pic]- тепловое сопротивление теплоотвод – окружающая среда.
где [pic]- коэффициент зависящий от условий теплообмена радиатора с
[pic]- площадь теплоотвода.
Из формулы (3.5) определяем:
Из формулы (3.6) определяем:
Так как параметры VT4 и VT5 одинаковые то площадь теплоотвода
транзистора VT5 равна 277 см2.
Суммарная площадь теплоотводов для двух транзисторов:
Расчёт и выбор элементов усилителя мощности – предоконечные
транзисторы источники тока и др.
Резисторы R3 и R4 включённые параллельно эмиттерным переходам
предоконечных транзисторов предотвращают режим обрыва базы выходных
транзисторов при запирании предоконечных транзисторов и выбираются в
пределах 100-500 Ом[1].
R3R4: МЛТ-0125-470 Ом ± 5%.
Входной ток выходных транзисторов VT4 и VT5:
Требования к предоконечным транзисторам:
Выбираем транзисторы с параметрами[5]:
После выбора предоконечных транзисторов определяем входной ток усилителя
Определяем UБЭ4=07 В.
Т.к. Iвхm1 > 5мА усиление по току в данном случае не достаточно т.е.
необходимо использовать цепь смещения с усилением по току (рис. 4.1.).
Рис.4.1. Схема усилителя мощности класса АВ с использованием
цепи смещения с усилением по току
Определим входной ток транзистора VT2:
Выберем транзистор VT6 по предельно-допустимым параметрам:
Iк макс ( Iвхm1+I0=17.537 мА
Pкmax>E* I0=0.135 Вт
Выбираем n-p-n транзистор [3]:VT6: КТ373А (n-p-n). Параметры
выбранного транзистора:
После использования цепи смещения с усилением по току определим
входной ток усилителя мощности:
Напряжение Uкэ транзистора VT1 (рис. 1.1) устанавливаем равным:
Uкэ8=Uсм = UБЭотп2 + (UБЭотп3( + UБЭотп4 + (UБЭотп5( (4.6)
где UБЭотп – напряжение отпирания транзисторов UБЭотп=05-06 В.
Uкэ8=Uсм =0.5+0.5+0.5+0.5=2 (В)
Выберем транзистор VT1 по предельно-допустимым параметрам:
Выбираем транзистор VT1: КТ348А (n-p-n): [3]
Параметры выбранного транзистора:
Транзистор VT1 (рис. 1.1) включен по схеме с коллекторной стабилизацией –
с отрицательной обратной связью по напряжению Uкэ. Напряжение на нем:
Определив требуемое значение Uсм и задавшись R2=1кОм рассчитываем R1. В
качестве R1 выбираем подстроечный резистор примерно удвоенного номинала
чтобы иметь возможность перекрыть погрешности расчетов вызванные
неопределенностью учитываемых характеристик транзисторов.
Выбираем R2: МЛТ- 0.125 - 1 кОм (5%.
R1: СП3 –38а– 0125 – 4.7 кОм [pic] 20 %.
Рассчитаем источники тока.
Источник тока I0 обеспечивает режим стабилизации Uсм и его величина
должна быть не менее тока Iвхm1:
Схема источника тока приведена на рис. 4.2. Ток I0 – это ток коллектора
VT7 включенного по схеме с фиксированным потенциалом базы (резисторы
R5-R7) эмиттерной стабилизацией (R6) и термокомпенсацией (в качестве
термокомпенсации используем эммиторно-колекторный переход VT8). Потенциал
базы Uб для сохранения активного режима транзистора должен удовлетворять
Uб ( 10+0.5(2=11 (В)
Выберем транзисторы VT7 и VT8 (рис.4.2) по предельным параметрам:
Uкэ > 2Е = 30 В (4.13)
Рк > E(I0 =[pic] (мВт) (4.15)
Выбираем транзисторы VT7VT8 [3]: КТ373А (n-p-n). Параметры выбранных
Выбираем ток делителя:
Iдел = (5(10)(Iоб = (5(10)(I0(7=[pic] мА (4.16)
и рассчитываем резисторы:
Выбираем МЛТ резисторы [3]:
R5: МЛТ- 0.25 – 3.32 кОм (10%.
R6: МЛТ- 0.25 – 11.1 кОм (10%.
R7: МЛТ- 0.25 – 332 Ом (10%.
По справочнику [8] подбирается ОУ с характеристиками удовлетворяющими
Выбираем операционный усилитель DA1 КР140УД6А с параметрами:
Расчёт предварительного усилителя.
Предварительный усилитель должен быть двухкаскадным причём один из
каскадов инвертирующий а другой – неинвертирующий. Общее усиление
распределяется поровну между первым и вторым каскадами.
Требуемый коэффициент предусилителя равен:
выбираем [pic] [pic]
Рис.6.1. Схема предусилителя.
Рассчитаем первый каскад предусилителя (неинвертирующий).
Выбираем ОУ DA2 КР140УД7 с параметрами[8]:
Резисторы определим из условия:
Выбираем: [pic] тогда [pic].
Выбираем резисторы R8 R9 R10[1]:
R8: МЛТ-0125-10 кОм[p
R9 R10: МЛТ-0125-320 кОм[p
Входное напряжение ошибки:
Выходное напряжение ошибки:
Коэффициент передачи цепи ОС:
На постоянном токе глубина ОС:
Реальное усиление замкнутого усилителя не менее:
(6.9) Погрешность не превышает
Рассчитаем конденсатор С1:
С1: К71-7-20В-12 нФ±10%.[1]
Рассчитаем аналогично второй каскад предусилителя (инвертирующий):
Выбираем ОУ DA3 КР140УД7 с параметрами[8]:
Выбираем: [pic] тогда [pic]
Выбираем резисторы R11 R12[1]:
R11: МЛТ-0125-10 кОм[p
R12: МЛТ-0125-330 кОм[p
Так как UОВЫХ2 велико то применяем разделительный конденсатор С2:
С2: К71-7-25В-039мкФ±10%.[1]
Построим ЛАЧХ каскадов и усилителя в целом:
Рис.6.2. ЛАЧХ каскадов и усилителя в целом.
Проектирование блока питания
Расчёт и выбор стабилизаторов
Блок питания в общем случае содержит 4 канала: источники [pic] и [pic]
для питания выходного каскада и источники [pic] и [pic] питания ОУ.
Стабилизаторы рассчитываются на выходное напряжение и ток. При
проектировании стабилизаторов необходимо определить средний ток потребления
Iп и максимальный ток Iпмакс по каждому каналу путем суммирования токов
всех нагрузок данного канала – Iнm I0 Iп_оу и др. Стабилизаторы могут
быть выполнены на интегральных микросхемах.
Для питания каналов E+ и E- выбираем интегральный стабилизатор DA4 и DA5
[pic]Рис. 7.1. Схема включения интегрального стабилизатора КР1180ЕН15.
Параметры выбранного интегрального стабилизатора:
Т.к. Iвых =15 А а Iнm=6.8 А то используем схему с повышенным входным
током (транзистор VT9 (p-n-p) для канала E+ и VT10 (n-p-n) для канала E-).
Входное (выпрямленное) напряжение стабилизатора выбирают из условия:
Uв1 = Uвх1 = (Uвых1+Uмин1+Uбэ) ((1+ Кн+Кп) =(15+25+1)(1+0.1+0.1)=22.2В
Транзисторы VT9 и VT10 выбираем по следующим предельно-допустимым
Выбираем комплементарную пару n-p-n и p-n-p транзисторов [5] имеющих
VT9: КТ818Б (p-n-p);
VT10: КТ819Б (n-p-n).
Параметры выбранных транзисторов:
Рассчитаем площадь теплоотвода для транзистора VT10.
Так как параметры VT9 и VT10 одинаковые то площадь теплоотвода
транзистора VT10 равна 279см2.
Резистор R13 выбирается из условия:
где Iпст- ток потребления стабилизатора DA4.
Выбираем резисторы R13 и R14[1]:
R13R14: МЛТ-025-20Ом±1%
Выбираем конденсаторы С3 - С8 [1]:
С5С7: К53-14-16 В – 033 мкФ [p
C6С8: К53-14-10 В – 1 мкФ [pic] 10%.
Для питания каналов U+ и U- выбираем интегральный стабилизатор DA6 и DA7
Рис. 7.2. Схема включения интегрального стабилизатора КР1180ЕН15.
Uв2 = Uвх2 = (Uвых2+Uмин) ((1+ Кн +Кп)=(15+2.5)(1+0.1+0.1)=21В (7.6)
Выбираем конденсаторы С11- С14 [1]:
С11С12: К53 - 14 - 30 В - 0.33 мкФ [pic]
C13С14: К53 - 14 - 30 В - 1 мкФ [pic] 10%.
Расчёт и выбор выпрямителя и схемы фильтра для питания ОУ и выходных
каскадов. Выберем выпрямитель со средней точкой (Рис8.1.).
Рис. 7.3. Схема выпрямителя со средней точкой.
Рассчитаем действующее значение напряжение и ток вторичной обмотки
трансформатора предназначенного для питания каналов E+ и E- :
Требования к диодам:
Выбираем диоды VD1-VD4 [3]: КД208А .
Параметры выбранных диодов:
Рассчитаем емкость конденсаторов С3 и С4. Т.к. конденсаторы
симметричны то их емкости одинаковы.
[pic] [pic] где tр – время разряда конденсаторов (tр=7мс). (8.5)
Выбираем С3 и С4 [1]: K50-33А – 25 В – 3400 мкФ±10%
Расчет и выбор выпрямителя и схемы фильтра для питания ОУ.
Действующие значения напряжений и токов вторичных обмоток
Выбираем диоды VD5-VD8 [3]: Д2Г .
Рассчитаем емкость конденсаторов С9 и С10. Т.к. конденсаторы
[pic] [pic] где tр – время разряда конденсаторов (tр=7мс). (8.10)
Выбираем С9 и С10 [1]: K52-15 – 25 В – 15 мкФ±10%
Выбор трансформатора
В соответствии с формулами (7.11 7.12 7.16 7.17) выбираем
трансформатор [1]: ТПП304 – 127220 -50.
Рис. 7.4. Трансформатор ТПП304 – 127220 -50.
Параметры выбранного трансформатора:
- номинальная мощность: 135 ВА
- ток первичной обмотки: 14079 А
- ток вторичной обмотки: 386 А
- напряжения вторичных обмоток:
В данной курсовой работе был спроектирован двухтактный усилитель
мощности класса АВ с общей отрицательной обратной связью.
Усилитель имеет две ступени усиления: по напряжению (предварительный
усилитель) и по напряжению и току (усилитель мощности). Обе ступени
содержат операционные усилители и имеют корректирующие усиление обратные
Спроектированный усилитель может применяться в качестве усилителя
мощности звуковой частоты в диапазоне 42 Гц – 21 кГц работающий на
акустическую систему с сопротивлением Rн = 1.47 Ом. Коэффициент полезного
действия данного усилителя мощности равен 52.4%. Максимальная мощность на
нагрузке равна 34 Вт. Усилитель питается от сетевого напряжения 220 В (50
Параметры используемых в усилителе и источнике питания элементов взяты из
справочной литературы и полностью соответствуют ГОСТу.
Резисторы конденсаторы трансформаторы дроссели коммутационные
устройства РЭА: Справочник Н. Н. Амиков и др. Мн.: Беларусь 1994.
Остапенко Г. С. Усилительные устройства: Учебн. пособие для вузов. – М:
Полупроводниковые приборы: Диоды тиристоры оптоэлектронные приборы.
Справочник А. В. Баюков и др. – М.: Энергоиздат 1982. 744 с.
Транзисторы для аппаратуры широкого применения. Справочник К. М.
Брежнев и др. под ред. Б. Л. Перельмана. – М.: Радио и связь 1981.
Галкин В. И. Прохоренко В. А. Полупроводниковые приборы: (диоды и
транзисторы). – Мн.: Беларусь 1979.
Ю. А. Козусев. Практическое пособие к лабораторным занятиям по теме
«Исследование усилителей мощности» курса «Электронные цепи непрерывного
действия» для студентов специальности Т.07.02. Гомель. ГПИ. 1997. №3147.
действия» часть 1 для студентов специальности Т.07.02. Гомель. ГПИ. 1990.
А.Л. Булычев В.И. Галкин В.А. Прохоренко. Аналоговые интегральные
схемы: Справочник. – Минск «Беларусь» 1993.

Stend.pdf

Преподавание дисциплины
«Аналоговая электроника» направлено
на приобретение студентами знаний о
принципах построения усилительных
устройств на дискретных
полупроводниковых приборах и
аналоговых микросхемах о методах
проектирования типовых устройств
электронных цепей и анализа
электрических процессов
протекающих в электронных цепях.
Аналоговая электроника Курсовая работа
В результате изучения дисциплины «Аналоговая электроника» студент должен
типовые электронные цепи
и сигналы их параметры и
основные схемотехнические
методы проектирования
усилительных устройств;
теорию отрицательной
обратной связи и свойства
линейных систем на ее
проводить расчет по постоянному току и анализ
линеаризованных моделей предварительных
усилителей усилителей мощности и различных
электронных устройств;
производить анализ схем с отрицательной
анализа и синтеза аналоговых электронных
устройств на дискретных элементах и
интегральных микросхемах.
Содержание дисциплины
и характеристики усилителей
Классификация электрических сигналов и электронных цепей.
Обобщенные схемы усилителей:
обобщенная схема усилителя с источником напряжения управляемым
обобщенная схема усилителя с источником тока управляемым током – ИТУТ;
обобщенная схема усилителя с источником тока управляемым напряжением –
Особенности и сравнительные характеристики обобщенных схем.
Передаточная функция усилителя. Классификация усилителей по виду АЧХ.
Коэффициент линейных искажений. Цепи связи в усилителях ослабляющие низшие
частоты. Цепи связи в усилителях ослабляющие высшие частоты. Обобщенные АЧХ
и ФЧХ усилителей. Логарифмические АЧХ. Асимптотические ЛАЧХ. Построение ЛАЧХ
многокаскадных усилителей. Переходная характеристика усилителей. Амплитудная
характеристика. Динамический диапазон. Коэффициент нелинейных искажений.
Графо-аналитический метод расчета параметров усилителей класса А.
Однокаскадные усилители на
биполярных транзисторах
Усилитель на транзисторе в схеме включения с общей базой. Расчет по постоянному
току. Статическая и динамическая линии нагрузки – СЛН и ДЛН. Временные
диаграммы сигналов. Малосигнальная схема замещения усилителя на основе Тобразной физической модели биполярного транзистора. Параметры
линеаризованной модели: входное сопротивление коэффициенты усиления по току
напряжению и мощности выходное сопротивление удельная крутизна. Анализ
усилителя в области низших и высших частот АЧХ.
Усилитель на транзисторе в схеме включения с общим эмиттером. Расчет по
постоянному току – схемы с фиксированным потенциалом базы с фиксированным
током базы. Схемы с повышенной стабильностью точки покоя: эмиттерная
стабилизация тока транзистора и коллекторная стабилизация напряжения на
коллекторе транзистора. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов Анализ
линейной малосигнальной схемы замещения усилителя. Параметры и
Эмиттерный повторитель напряжения – усилитель на биполярном транзисторе
в схеме включения с общим коллектором. Расчет по постоянному току. Линии
нагрузки и временные диаграммы сигналов Анализ линейной малосигнальной схемы
замещения. Параметры и характеристики. Особенности эмиттерного повторителя как
схемы с 100% отрицательной обратной связью.
Варианты схем замещения эмиттерного повторителя.
Примеры применения эмиттерных повторителей для согласования источника
усилители в схеме включения с общим эмиттером и эмиттерным повторителем;
параметрический стабилизатор напряжения с эмиттерным повторителем.
Эмиттерный повторитель в области НЧ и в области ВЧ. Анализ усилителя при
работе на емкостную нагрузку.
Сравнительный анализ различных усилительных каскадов на биполярных
транзисторах. Оценка предельного усиления однокаскадных усилителей на
биполярных транзисторах. Влияние сопротивлений источника сигнала и
сопротивления нагрузки на параметры усилителей.
Источники стабильного тока на дискретных биполярных транзисторах их
параметры и характеристики. Расчет источников тока. Схемотехнические методы
повышения точности и стабильности: термостабилизация и термокомпенсация.
Источники стабильного тока на дискретных полевых транзисторах.
Применение источников стабильного тока:
усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения с общим эмиттером с
динамической нагрузкой;
эмиттерный повторитель с динамической нагрузкой;
параметрический стабилизатор напряжения с источником стабильного тока.
Эффект Миллера в инвертирующих усилителях. Способы снижения влияния
эффекта Миллера на АЧХ. Схемы с уменьшенной проходной емкостью - каскод и
каскад с эмиттерной связью.
Усилители на полевых
Методы задания точки покоя схемы с автосмещением. Статическая и динамическая
линии нагрузки временные диаграммы сигналов.
Усилитель на ПТ с общим истоком. Истоковый повторитель. Графоаналитический метод расчета параметров усилителей класса А на полевых
транзисторах. Малосигнальные схемы замещения. Параметры усилителей.
Классификация усилителей мощности угол отсечки. Классы усилителей А В АВ С
D Е комбинированные классы.
Усилители мощности класса А на биполярных и полевых транзисторах. Анализ
энергетических параметров баланс мощностей КПД. Анализ эмиттерных и
истоковых повторителей напряжения как усилителей мощности класса А. Усилители
мощности класса А с динамической нагрузкой. Трансформаторные и дроссельные
усилители мощности класса А.
Усилители мощности класса В. Двухтактные усилители. Анализ энергетических
параметров. Зависимость мощности на коллекторе от амплитуды сигнала
определение экстремума. Выбор транзисторов по предельным параметрам
Двухтактные усилители мощности класса АВ схемотехника параметры и
характеристики. Усилители мощности звуковой частоты.
операционные усилители
Усилители постоянного тока — УПТ. Стабильность точки покоя. Балансные схемы.
Дифференциальный усилитель. Расчет по постоянному току.
Дифференциальный и синфазный сигналы. Параметры ДУ для дифференциального
сигнала: входное сопротивление коэффициент усиления. Параметры ДУ для
синфазного сигнала. Анализ дифференциального усилителя при совместном
действии дифференциального и синфазного сигналов. Коэффициенты ослабления
синфазного сигнала КОСС и Мсф.
Операционные усилители. Функциональное назначение основные параметры и
Общая теория отрицательной
Отрицательная обратная связь в усилителях. Коэффициент передачи системы с
отрицательной обратной связью оценка погрешности.
Типы обратных связей: по току по напряжению последовательная
параллельная комбинированная линейная и нелинейная частозависимая.
Влияние последовательной и параллельной по напряжению и току обратной
связи на входное и выходное сопротивление усилителя. Влияние отрицательной
обратной связи на АЧХ линейные искажения сигнала в системах с отрицательной
обратной связью.Влияние отрицательной обратной связи на амплитудную
Усилители на интегральных
Повторитель напряжения на ОУ. Неинвертирующий усилитель на ОУ. Инвертирующий
Резонансные усилители и
Пассивные фильтры: низких высоких частот полосовые. Резонансные контура.
Избирательные усилители. Активные фильтры.
Функциональные усилители и
Дифференциальные усилители сумматоры аналоговых сигналов. Интегрирующие и
дифференцирующие усилители. Функциональные усилители на основе ОУ с
нелинейными обратными связями. Логарифмирующие и антилогарифмирующие
усилители. Умножители аналоговых сигналов. Амплитудные детекторы и
Генераторы гармонических
Структурная схема автогенератора. Условия существования незатухающих
электрических колебаний баланс фаз баланс амплитуд. Условия самовозбуждения
мягкое и жесткое самовозбуждение. LC-генераторы. Индуктивная трансформаторная
положительная обратная связь –ПОС. Схема Майсснера. Автотрансформаторная
ПОС. Обобщенная трехточечная схема. Индуктивная трехточечная схема (схема
Хартли). Емкостная трехточечная схема (схема Колпитца). Генераторы
гармонических колебаний с резонансными контурами. Генераторы гармонических
колебаний RC-типа. Автогенераторы с кварцевой стабилизацией частоты. Принципы
Основные цели курсовой работы — закрепление теоретических знаний по дисциплине
путем инженерного проектирования электронного аналогового устройства.
Конкретными задачами курсовой работы являются:
изучение схемотехники мощных выходных каскадов;
приобретение навыков расчета энергетических параметров усилителей;
освоение методики расчета тепловых режимов мощных полупроводниковых
освоение принципов построения усилительных устройств на интегральных
аналоговых микросхемах на основе глубокой отрицательной обратной связи;
умение проектировать вторичные блоки питания электронных устройств на
дискретных и интегральных полупроводниковых приборах.
Задание по курсовому проектированию
В соответствии с индивидуальным заданием проектируется предварительный
усилитель на ОУ и усилитель мощности класса В или АВ включая расчет тепловых
режимов дискретных элементов и расчет блока питания.
Расчетно-пояснительная записка объемом 25—30 страниц должна содержать:
задание на курсовую работу;
Введение объемом 5—10 стр. должно содержать краткое изложение
теоретических сведений по тематике курсовой работы — сравнительные
характеристики различных классов усилителей мощности и анализ схемотехники
Расчетная часть содержит разделы оглавление и количество которых
соответствует заданию на курсовое проектирование.
В заключении приводятся основные выводы и результаты полученные в
процессе проектирования.
В приложении проводится перечень элементов спроектированного устройства
также могут быть помещены справочные данные примененных полупроводниковых
приборов и микросхем результаты расчетов и моделирования на ЭВМ.
Графической частью курсовой работы является чертеж схемы электрической
принципиальной выполненный карандашом тушью или на плоттере на листах
ватмана стандартной формы формата А1 согласно ГОСТ.
Правила заполнения основной надписи на чертежах и форма спецификации (перечня
элементов) находятся на стенде дипломного проектирования.
Рис. 8. Типовые зависимости Po Pн Рк от Uнm
Необходимо также построить зависимость (Uнm) [1].
Для класса АВ значения Po и Рк должны учитывать дополнительные потери
мощности в точке покоя потребляемая мощность в классе АВ с ненулевым током
где Iок = 5÷50 мА – ток покоя оконечных транзисторов
3. Выбор оконечных транзисторов расчет
площади теплоотводов
В заключение для обоснования необходимости самостоятельного подхода сту-дента к
решению поставленной задачи отметим: анализ схем самых распро-страненных
усилителей мощности – УМ звуковой частоты – показывает с одной стороны общность
применяемых структурных схем а с другой – широкое разно-образие электронных
компонентов и схемотехнических решений.
Uсм = UБЭотп1 + UБЭотп3 + UБЭотп2
Выходные транзисторы выбираются по предельно-допустимым параметрам:
Рис. 6 Варианты схем выходного каскада
с усилением по напряжению.
Uкэ1 = Uсм = UБЭотп2 + UБЭотп3 + UБЭотп4 + UБЭотп5
Достоинством составных транзисторов на разнотипных транзисторах (варианта ВК на
рис. 4б) является естественная компенсация зоны нечувствительности:
предоконечные транзисторы являются одновременно элементами цепи смещения.
В выходных каскадах построенных на двухтактных эмиттерных повторителях
усиление по напряжению Кu1 а усиление по току
где Тс = (35 ÷ 40) С – температура окружающей среды
ΔТ = (5 ÷ 10) 0С - температурный запас.
Общее тепловое сопротивление складывается из составляющих
1. Содержание расчетной части
Выбор и обоснование схемы выходного каскада.
Расчет напряжений питания ±Еп потребляемой мощности Ро КПД мощности на
коллекторах оконечных транзисторов Рк.
Выбор оконечных транзисторов расчет площади теплоотводов.
Расчет и выбор элементов усилителя мощности - предоконечные транзисторы
источники тока и др.
Выбор ОУ для усилителя мощности расчет элементов цепи ООС.
Расчет предварительного усилителя.
Проектирование блока питания – стабилизаторов выпрямителей фильтров выбор
сетевого трансформатора.
Операционный усилитель DA1 (рис. 2) обеспечивает требуемые амплитуды тока и
напряжения на входе ВК. Поэтому параметры ОУ должны удовлетворять условиям
где ΔU равно сумме минимального напряжения на источнике тока Iо (1-2В) и
напряжений UБЭ транзисторов.
Типовые значения ΔU =(3÷5)В и должны уточняться для каждой схемы ВК. Если в
эмиттерах мощных транзисторов включены термостабилизирующие резисторы то
необходимо учитывать дополнительное падение напряжения при протекании тока Iнm.
На рис.7 построены линии нагрузки выходных (оконечных) транзисторов.
Нумерация транзисторов дана для типовой схемы (рис. 3) методика применима для
всех вариантов двухтактных ВК класса В.
1. Выбор и обоснование схемы выходного каскада
Выходной каскад (ВК) усилителя мощности должен удовлетворять двум основным
требованиям: иметь достаточно высокий к.п.д и малые нелинейные искажения.
Поэтому типовые каскады построены на основе двухтактных усилителей мощности
класса В или АВ. Уменьшение нелинейные искажений достигается в классе АВ
путем схемной нейтрализации зоны нечувствительности и применением местных
отрицательных обратных связей (ООС). Современные высококачественные
усилители мощности для уменьшения линейных (частотных) и нелинейных
(амплитудных) искажений выполняются на основе усилителя с глубокой
отрицательной обратной связью. Требуемые значения амплитуд тока и напряжения
на нагрузке обеспечиваются выходным каскадом на мощных (часто составных)
транзисторах. Необходимое значение глубины обратной связи достигается
применением операционных усилителей (ОУ) с большим коэффициентом усиления.
Для сохранения значения глубины ООС на частотах десятки килогерц общее
усиление замкнутого усилителя рекомендуется выбирать из условия
значения глубины ООС на частотах десятки килогерц общее усиление замкнутого
усилителя рекомендуется выбирать из условия
Вид общей отрицательной обратной связи (последовательная или параллельная)
студент выбирает самостоятельно. На рис. 2 приведен вариант схемы УМ на основе
повторителя – применена последовательная единичная ООС по напряжению.
Тепловое сопротивления теплоотвод – окружающая среда RТТ–с является
характеристикой теплоотвода (радиатора) которая позволяет определить его
минимально -допустимую площадь ST.
Расчет энергетических параметров усилителя класса В:
Среднее значение потребляемого тока
UОБР макс > Uв(1+ КН +КП)+UПР
где UПР1В – прямое напряжение на диодах.
Действующие значения напряжений и токов вторичных обмоток
Рис. 12. Интегральный стабилизатор КР1180 с повышенным выходным токов
Транзистор VT1 подбирается по предельным параметрам
Uкэмакс > Uвх(1+ КН +КП) Uвых
Ркмакс > [Uвх(1+ КН ) Uвых] IП
Рис.14. Схемы выпрямителей
Для выпрямителя на рис. 14б обратное напряжение на диоде равно удвоенному
амплитудному значению напряжения вторичной обмотки.
Трансформатор подбирается по вторичным параметрам U2 и I2 рекомендуется
использовать многообмоточные унифицированные трансформаторы ТПП для
питания устройств на полупроводниковых приборах [4].
Ю. А. Козусев. Практическое пособие к лабораторным занятиям по теме
Исследование усилителей мощности" курса "Электронные цепи
непрерывного действия" для студентов специальности Т.07.02. Гомель.
Ю. А. Козусев. Методические указания к лабораторным занятиям по курсу
Электронные цепи непрерывного действия" часть 1 для студентов
специальности 20.05. Гомель. ГПИ. 1990. N1831.
Нефедов А.В. Интегральные микросхемы и их зарубежные аналоги.
Справочник. Т. 9.-М.: ИП РадиоСофт 1999.- 512 с.
Резисторы конденсаторы трансформаторы дроссели коммутационные
устройства РЭА: Справочник Н.Н. Акимов и др. Мн.: Беларусь 1994.
Остапенко Г.С. Усилительные устройства: Учебн. пособие для вузов. - М:
Гусев В.Г. Гусев. Г..М. Электроника. Издание второе. М: Высш. шк. 1991.
Лапин В.И. Электроника. Учебное пособие для вузов. Ростов нД. Феникс.
Резисторы: Справочник В.В.Дубровский и др.; Под ред. И.И.Четвертакова-2е изд. М.:Радио и связь 1991.
Полупроводниковые приборы: Диоды тиристоры оптоэлектронные
приборы. Справочник А. В. Баюков и др. -М.: Энергоиздат 1982. 744 с.
Справочник по полупроводниковым диодам Бородин Б.А. и др.; Под
редакцией И. Ф. Николаевского. -М.: Связь 1979.
Транзисторы для аппаратуры широкого применения. СправочникК. М.
Брежнев и др. Под ред. Б. Л. Перельмана.- М.: Радио и связь 1981.
Гутников В.С. «Интегральная электроника в измерительных устройствах. 2-е
изд. -Л.: Энергоатомиздат 1988.
Галкин В.И. Прохоренко В.А. Полупроводниковые приборы: (диоды и
транзисторы).-Мн.: Беларусь 1979.
Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы: Справочник C. В.
Якубовский и др.- М.: Радио и связь 1989.
и рассчитывают искомую величину
Мощность рассеиваемая на коллекторах выходных (оконечных) транзисторов
где IБm — входной ток предоконечных транзисторов для типовой схемы
определяемый по формуле (33).
RТТ–с = RТ – RТП–к – RТк–Т
Выходная мощность (на нагрузке)
где КТ – коэффициент зависящий от условий теплообмена радиатора с окружающей
Для черненого алюминиевого ребристого теплоотвода без принудительной
вентиляции на основе эмпирических данных можно принять
Потребляемая мощность
Рис. 7 Линии нагрузки выходных транзисторов
Расчет второго источника тока на n-p-n транзисторе не отличается от рассмотренного.
Если требуется дополнительное усиление по току применяют вариант цепи
смещения (рис. 11 а). Требования к VT1:
Рис. 9 Зависимость Ркмакс (Т)
Соотношения (2) и (3) позволяют оценить требуемые минимальные значения
коэффициентов усиления транзисторов по току и число транзисторов а соотношения
(4) и (5) обосновывают требования к выходному напряжению ОУ.
Несоответствие ОУ по Uнm разрешается комплексом параметрических и
схемотехнических мероприятий. Параметрические методы наиболее просты:
а) если допускают характеристики повышение на требуемую величину напряжения
питания ОУ и увеличение таким образом Uвых ОУ на 3-4 В;
б) использование специализированных высоковольтных ОУ с питанием до ±(20-27)В и
Среди схемотехнических методов следует выделить два:
а) при ограниченном напряжении питания что актуально для автомобильной
электроники применение мостовой схемы подключения нагрузки – рис. 5.
Неинвертирующий усилитель мощности DA1 и ВК1 и инвертирующий усилитель
DA2 и ВК2 с равными по модулю коэффициентами работают на общую нагрузку
напряжение на которой удваивается за счет суммирования сигналов. Идентичные
каскады ВК1 и ВК2 в мостовых схемах проектируются на исходные данные:
и рассчитываются резисторы
Iдел = (5÷10)IоБ = (5÷10)Iо
Варианты схем выпрямителей с фильтрами показаны на рис. 14. Выпрямители
могут быть выполнены как на дискретных диодах так и на блоках диодов (мостах).
Для схемы на рис. 14а требования к диодам
R1 =(02÷05)UБЭ отп IПСТ
Рис. 13. Интегральный стабилизатор КР1180 с регулируемым выходным
где КН =01 — коэффициент нестабильности сети
КП — коэффициент пульсаций
Uмин — минимальное напряжение на стабилизаторе.
Для увеличения выходного тока применяют дополнительные транзисторы - рис. 12.
выбирается ток делителя
Uв = Uвх = (Uвых + Uмин)(1+ КН +КП)
После выбора транзистора VT1 по предельным параметрам
Рис. 10. Схема источника тока
При выборе схемы ВК следует иметь в виду типовые характеристики ОУ широкого
применения при номинальном питании ±15В:
Методические указания по
выполнению курсовой работы
RТк-Т =(02÷05) градВт.
Для транзистора VT1 должен проводиться расчет радиатора; при больших токах
нагрузки для уменьшение мощности стабилизатора транзистор выполняется
Резистор R1 выбирается из условия
Входное (выпрямленное) напряжение выбирают из условия
Величина RТк—Т определяется качеством теплового контакта корпус – теплоотвод.
При отсутствии электрической изоляции между корпусом и радиатором можно принять
RТк—Т = (0÷02) градВт. Если применяется электрическая изоляция когда на общий
радиатор устанавливаются два или более транзисторов имеющих разные потенциалы
коллекторов (корпусов) или по конструктивным требованиям на теплоотводе нулевой
потенциал то принимают
распределяется примерно поровну между первым и вторым каскадами.
Проектирование усилителя включает:
б) расчет элементов цепей ООС
в) расчет режима покоя предварительного усилителя с учетом напряжения смещения
г) расчет разделительных конденсаторов исходя из заданной нижней частоты
д) построение асимптотических ЛАЧХ каскадов и усилителя в целом.
Информация по разделу и примеры расчетов приведены в [2].
где RTк–Т – тепловое сопротивление корпус транзистора - теплоотвод
RТT–с – тепловое сопротивления теплоотвод – окружающая среда.
6. Расчет предварительного усилителя
Резисторы рекомендуется определять из соотношений
Блок питания в общем случае содержит 4 канала: источники Е+ и Е– для питания
выходного каскада и источники U+ и U– питания ОУ. Стабилизаторы рас-считываются
на выходное напряжение и ток. При проектировании стабилизаторов необходимо
определить средний ток потребления IП и максимальный ток IПмакс по каждому
каналу путем суммирования токов всех нагрузок данного канала – Iнm Iо IПОУ и др.
Для определения среднего тока учитывается ток (11).
Стабилизаторы могут быть выполнены на интегральных микросхемах. В приложении
приведены параметры и схемы включения интегральных стабилизаторов КР1179ЕН и
КР1180ЕН разработанных под стандартизированный ряд напряжений питания 5; 6; 8;
; 12;15;18; 24 В и выходной ток до 15А [3].
Схема источника тока приведена на рис. 10. Ток Io – это ток коллектора VT1
включенного по схеме с фиксированным потенциалом базы (резисторы R1-R2) эмиттерной стабилизацией (R3) и термокомпенсацией (VD1). Потенциал базы UБ для сохранения активного режима транзистора должен удовлетворять условию
7. Проектирование блока питания
Напряжения питания выходного каскада выбирают из условия
2. Расчет напряжений питания Е
потребляемой мощности Ро КПД мощности на
коллекторах оконечных транзисторов Рк
По справочнику подбирается ОУ с характеристиками удовлетворяющими условиям
(3—5) с учетом принятых при проектировании ВК схемотехнических решений. Цепь
ООС рассчитывается с учетом принятого значения по формуле (1). Если ВК выполнен
по схеме с усилением напряжения то выбирается значение Кум>1 чтобы снизить
требования (45) к предварительному усилителю.
Резисторы цепи ООС выбираются из условия нагрузки ОУ
Определив требуемое значение Uсм и задавшись например R2=1кОм рассчитывают
R1. В качестве R1 выбирают подстроечные резисторы примерно удвоенного номинала
чтобы иметь возможность перекрыть погрешности расчетов вызванные
неопределенностью учитываемых характеристик транзисторов.
Источники тока Io обеспечивают режим стабилизации Uсм и их величина должна не
RТ = RТП–к + RТк–Т + RТТ–с
Для схемы рис. 4б дополнительное смещение отсутствует ввиду того что зона
нечувствительности скомпенсирована последовательным включением база эмиттерных переходов разнотипных транзисторов. Если выходные транзисторы –
составные то в эмиттеры VT1 и VT2 необходимо включить дополнительные
прямосмещенные p-n переходы или выполнить VT1 и VT2 также составными.
Если в эмиттерах мощных транзисторов включены термостабилизирующие
резисторы то при определении Uсм необходимо учитывать дополнительное падение
напряжения от тока покоя.
Транзистор VT1 (рис. 3) включен по схеме с коллекторной стабилизацией – с
отрицательной обратной связью по напряжению Uкэ. Напряжение на нем
5. Выбор ОУ для усилителя мощности
расчет элементов цепи ООС
Предварительный усилитель должен быть двухкаскадным причем один из каскадов
инвертирующий а другой - неинвертирующий в любой последовательности. Общее
где UБЭотп – напряжение отпирания транзисторов.
Если входные ВАХ транзисторов отсутствуют то можно ориентировочно принять
Для схемы на рис. 4а
По справочникам подбирают транзисторы удовлетворяющие предельным
параметрам (19-21). Желателен подбор комплементарных пар n-p-n и p-n-p
транзисторов имеющих близкие параметры: КТ814-КТ815 КТ816-КТ817 КТ818КТ819 КТ825-КТ827 и др. Для дальнейших расчетов необходимы параметры:
статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером мин =
максимально-допустимая температура коллекторного перехода ТП макс
тепловое сопротивление коллекторный переход - корпус RТП-к [градВт].
Часто в справочниках приводят не значение RТП-к а функциональные или
графические зависимости максимально допустимой мощности на коллекторе от
температуры корпуса. Методика определения RТП-к показана на рис. 9.
Исходя из расчетной максимальной электрической мощности (16) определяют
требуемое общее тепловое сопротивление
где R – сопротивление резистора включенного параллельно эмиттерному переходу.
Достаточным усиление по току можно считать в том случае если Iвхm ≤ 5мА что
соответствует типовому значению выходного тока ОУ. В противном случае входной ток
а) подбором транзисторов с большими значениями
б) использованием дополнительных транзисторов (три последовательно)
в) применением цепей смещения с усилением по току (см. рис.11а).
Назначение цепи смещения – уменьшение свойственных классу В переходных
искажений путем нейтрализация зоны нечувствительности двухтактных выходных
каскадов. Напряжение Uкэ транзистора VT1 (рис. 3) устанавливают равным
Рис. 1. Структурная схема усилителя мощности
Рис. 4. Варианты схем выходного каскада
При отсутствии удовлетворяющих требуемым параметрам мощных p-n-p
транзисторов VT5 применяют квазикомплементарный эмиттерный повторитель – рис.
а где маломощный p-n-p транзистор VT2 и мощный n-p-n VT4 образуют мощный
составной p-n-p транзистор.
Рис. 3. Типовая схема выходного каскада
б) выполнение выходного каскада с усилением по напряжению Кu>1 при этом
пропорционально уменьшается требуемое значение Uвых ОУ. Такие ВК содержат
транзисторы включенные по схемам ОЭ или ОБ с нагрузкой в коллекторах. Варианты
В схеме на рис. 6а включенные по схеме ОЭ предоконечные транзисторы VT1VT2
и оконечные транзисторы VT3 VT4 образуют неинвертирующий усилитель мощности
(цепь смещения реализующая класс АВ не указана). Резисторы в эмиттерах мощных
транзисторов стабилизируют точку покоя и коэффициент усиления. Диоды VD1 и VD2
иногда применяют для нейтрализации местной ООС при больших токах нагрузки.
Транзисторы VT3 VT4 могут быть составными.
В схеме на рис. 6б составные транзисторы выполненные на транзисторах VT2VT4
и VT3 VT5 образуют инвертирующий выходной каскад. Особенность схемы –
применение незаземленных питающих напряжений E+ и E–. Цепь смещения и ОУ
питаются от отдельных стабилизированных источников.
Усиление по напряжению может быть реализовано также в цепи смещения.
Результатом выполнения раздела 1 должен быть обоснованный в соответствии с
индивидуальным заданием выбор схемы выходного каскада и усилителя мощности в
целом. Окончательная схема усилителя мощности может быть сформирована только
после выполнения разделов 1-5 поэтому необходимо завершить раздел 1 после
изучения данного пособия в целом.
Дополнительно ВК может содержать элементы и цепи выполняющие функции
защиты по току тепловой защиты оконечных транзисторов индикации перегрузки и
другие сервисные функции.
После выбора предоконечных транзисторов определяют входной ток усилителя
Рис. 5. Мостовой усилитель мощности
Наиболее распространены выходные каскады АВ на комплементарных
взаимодополняющих n-p-n и p-n-p транзисторах включенных по схеме эмиттерных
Составные транзисторы VT2-VT4 и VT3-VT5 (схема Дарлингтона) образуют
комплементарный эмиттерный повторитель. Цепь смещения содержащая источники
тока Io и транзистор VT1 обеспечивают класс АВ выходных транзисторов.
Рис. 2. Усилитель мощности
где IПСТ – ток потребления стабилизатора DA1.
При необходимости точной установки требуемого значения напряжения питания
применяют схемы с регулированием – рис. 13.
Если n-p-n и p-n-p транзисторы имеют различные параметры то расчет ведется по
наименьшему значению коэффициента . Для увеличения коэффициента усиления
по мощности (по току) применяют составные транзисторы. Требования к
предоконечным транзисторам по предельно-допустимым параметрам:
Uнm (В) — амплитуда напряжения на нагрузке;
Рн (Вт) — мощность на нагрузке;
Rн (Ом) — сопротивление нагрузки;
Iнm (А) — амплитуда тока нагрузки;
Uвхm (мВ) — амплитуда входного напряжения;
fн (Гц) — низшая частота усиливаемых сигналов;
fв (кГц) — высшая частота усиливаемых сигналов.
Рис. 8 Типовые зависимости Po Pн Рк от Uнm
Исходные данные для курсового проектирования
Вариант цепи смещения на рис. 11б обеспечивает кроме усиления по току усиление и
по напряжению за счет включения VT1 по схеме ОЭ. Стабилитрон VD1 подбирают по
Uст Е чтобы постоянная составляющая Uвх была близка к нулю. Требования к VT1
по предельным параметрам такие же как и в схеме на рис. 11а.
Резисторы включенные параллельно эмиттерным переходам предоконечных
транзисторов предотвращают режим обрыва базы выходных транзисторов при
запирании предоконечных транзисторов и выбираются в пределах 100-500 Ом.
Входной ток выходных транзисторов VT4-5 определяется
Мощность рассеиваемая на коллекторах выходных транзисторов имеет
4. Расчет элементов усилителя мощности
Коэффициент полезного действия
Цель курсовой работы – развитие навыков проектирования функционально-законченного
типового устройства промэлектроники. В соответствии с индивидуальным заданием
проектируется устройство на основе ОУ с мощным выходным каскадом для работы на
заданную нагрузку и частотный диапазон включая расчет тепловых режимов дискретных
элементов и блока питания.
Рис. 11. Варианты схем цепи смещения
Рис. П1. Схема включения интегрального стабилизатора КР1180
Рис. П2. Схема включения интегрального стабилизатора КР1179

Принципиальная схема.DWG

Пояснительная записка (5).doc

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РЕСПУБЛИКИ БЕЛАРУСЬ
УЧРЕЖДЕНИЕ ОБРАЗОВАНИЯ
ГОМЕЛЬСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ИМЕНИ П.О.СУХОГО
Факультет автоматизированных и информационных систем
Кафедра «Промышленная электроника»
РАСЧЕТНО-ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА
по дисциплине «Электрические цепи непрерывного действия»
на тему: «Усилитель мощности»
Исполнитель: студент гр.
Руководитель: ст. преподаватель
Подписи членов комиссии
Выбор и обоснование схемы выходного
Расчет напряжений питания ±Еп потребляемой мощности Ро КПД
мощности на коллекторах оконечных транзисторов Pк
Выбор оконечных транзисторов расчет площади теплоотводов
Расчет и выбор элементов усилителя мощности – предоконечные транзисторы
Выбор операционного усилителя для усилителя мощности расчёт элементов
цепи отрицательной обратной
Расчет предварительного
Проектирование блока
Приложения 1. (Спецификация устройства)
Приложение 2. (Схема электрическая принципиальная устройства)
Во многих областях современной науки и техники часто встречается
необходимость усиления электрических сигналов различных видов с сохранением
их формы. Устройства предназначенные для этой цели называют усилителями.
Усилители имеют широкое и разностороннее применение: в радиосвязи и
радиовещании телевидении звуковом кино устройствах записи и
воспроизведения звука дальней проводной связи измерительной аппаратуре а
также в телемеханике автоматике электронно-вычислительных машинах
аппаратуре исследования космического пространства и т.д. Электронные
сигналы усиливаются с помощью специальных приборов – усилительных
элементов которые получают электрическую энергию от источника питания и
преобразует её в энергию усиливаемых сигналов т.е. обладают управляющими
Управляющий источник энергии от которого усиливаемые сигналы поступают
на усилитель называют источником сигнала а цепь усилителя в которую эти
сигналы вводят - входной цепью или входом усилителя. Устройство являющееся
потребителем усиленных сигналов называют нагрузкой усилителя а цепь к
которой подключают нагрузку - выходной цепью или выходом усилителя.
Источник управляемой энергии преобразуемый усилителем в энергию
усиливаемых сигналов называют источником питания усилителя или основным
источником питания. Кроме основного усилитель иногда имеет вспомогательные
источники питания энергия которых не преобразуется в усиливаемые сигналы
а используется для приведения усилительных элементов в рабочее состояние
(например источник питания цепей накала электронных ламп источник
напряжения смещения и т.д.).
Усиление даваемое одним усилительным элементом для практических целей
оказывается обычно недостаточным; в усилителе используют несколько
усилительных элементов включённых таким образом что усиленные первым
элементом сигналы подводятся ко второму усиленные вторым – к третьему и
т.д. При этом один усилительный элемент и отнесенные к нему элементы связи
называют усилительным каскадом или просто каскадом; большинство
современных усилителей является многокаскадными.
Усилители классифицируют по различным признакам: характеру усиливаемых
сигналов полосе усиливаемых частот назначению усилителя и роду
используемых усилительных элементов. Усилители переменного тока усиливают
лишь переменные составляющие сигнала в полосе частот от нижней рабочей
частоты fн до верхней рабочей частоты fв; к этой группе относятся
большинство существующих усилителей.
Усилители с транзисторами и электронными лампами называют электронными
так как принцип действия используемых в них усилительных элементов основан
на электронных процессах происходящих в полупроводнике и вакууме.
Транзисторы и электронные лампы являются наиболее совершенными и
универсальными усилительными элементами; они дают большое усиление в
широкой полосе частот имеют простые схемы включения большой срок службы
не требуют какой-либо настройки и наладки в эксплуатации. По этим причинам
транзисторные и ламповые усилители являются наиболее распространенными и
широко применяемыми несмотря на сравнительно высокий уровень собственных
Если говорить об основных параметрах электронных усилителей то свойства
усилителей во многом определяют область их применения. Чтобы судить о
возможности использования конкретного усилителя в том или ином электронном
устройстве необходимо знать его основные параметры. К ним кроме
коэффициента усиления относятся чувствительность выходная мощность
диапазон усиливаемых частот входное и выходное сопротивление коэффициент
нелинейных искажений и некоторые другие.
Выходной является мощность отдаваемая усилителем в нагрузку. Различают
номинальную и максимальную выходную мощность. Номинальной называют такую
наибольшую выходную мощность при которой искажения усиливаемого сигнала не
превышают некоторого оговорённого заранее значения (обычно 3-5%). С
возрастанием выходной мощности увеличиваются и искажения усиливаемого
сигнала. Наибольшую мощность которую можно получить от усилителя при
уровне искажений до 10% называют максимальной. Максимальная выходная
мощность может в 2-10 раз превышает номинальную.
Чувствительностью усилителя называют напряжение низкочастотного сигнала в
милливольтах или микровольтах подаваемого на его вход при котором
усилитель отдаёт в нагрузку номинальную мощность. Чем меньше это входное
напряжение тем выше чувствительность.
Диапазон усиливаемых частот – это область рабочих частот усилителя в
границах которой его коэффициент усиления изменится в пределах заданных
техническими условиями. Диапазон частот в пределах которого коэффициент
усиления не более чем в 07 раз от максимального значения называют
полосой пропускания усилителя. Входное сопротивление – характеризует
внутреннее сопротивление усилителя переменному току. От правильного выбора
входного и выходного сопротивления во многом зависит входная и выходная
мощность усилителя и работа всего устройства. Коэффициент нелинейных
искажений называемый иногда коэффициентом гармоник отображает уровень
нелинейных искажений усилителя. Усилитель не является линейным элементом
поэтому при поступлении на его вход гармонического сигнала изменяющегося с
частотой f1 в выходном сигнале возникнут дополнительные составляющие с
частотами f2=2f1 f3=3f1 и т.д. Для наглядного изображения устройства
усилителя воспользуемся структурной электрической схемой:
Рис.1. Структурная электрическая схема усилителя.
На этой схеме изображены основные узлы усилителя: предварительный
усилитель усилитель мощности источник питания состоящий из
трансформатора выпрямителя фильтра и стабилизатора.
Предварительный усилитель состоит из одного или нескольких каскадов
предварительного усиления назначением которых является усиление
напряжения тока или мощности сигнала до величины необходимой для подачи
на вход усилителя мощности. Основное требование предъявляемое к каждому
каскаду предварительного усиления заключается в получении возможно
большего напряжения тока или мощности сигнала так при этом число каскадов
будет наименьшим а усилитель – наиболее простым и дешёвым.
Питание усилительных схем может осуществляться от различных источников
но основным из них является выпрямитель и стабилизатором напряжения
совместно с фильтром который уменьшает коэффициент пульсаций.
В зависимости от положения точки покоя на статических ВАХ активных
приборов УМ делятся на классы. Количественной характеристикой класса
усилителя служит угол отсечки Qотс – выраженная в градусах половина
длительности той части периода усиливаемого сигнала в течение которой
через активный прибор протекает ток.
В режиме класса А точка покоя выбирается таким образом чтобы рабочая
точка при движении по линии не попадала в области отсечки коллекторного
тока и насыщения а транзистор в течение всего периода усиливаемых сигналов
остается в активном режиме.
Для класса А угол Qотс =1800 т.к. ток через транзистор при определенном
уровне амплитуд входных сигналов протекает в течение всего периода сигнала.
Достоинством класса А является низкое значение коэффициента гармоник по
сравнению с остальными классами причём чем меньше амплитуды сигналов по
сравнению с током покоя и соответственно меньше КПД тем меньше искажения
сигнала. Из-за низких энергетических параметров усилители мощности класса А
находят применение в качестве микромощных усилителей мощности с выходной
мощностью до нескольких десятков милливатт.
Усилители мощности класса В выполняют по трансформаторной и
безтрансформаторной схемам. Наиболее распространена схема
безтрансформаторного двухтактного усилители мощности класса В на
комплиментарных транзисторах (с дополнительной симметрией) работающих в
режиме эмиттерных повторителей напряжения на общую нагрузку.
Положительная полуволна напряжения на нагрузку при подаче на вход сигнала
формируется транзистором n-p-n типа а отрицательная – транзистором p-n-p
типа. При отсутствии сигнала оба транзистора закрыты потребляемая мощность
Недостатком усилителей мощности класса В являются переходные искажения
сигнала особенно заметные при малых амплитудах напряжения. Эти искажения
появляются в моменты перехода сигнала через ноль и обусловлены резкой
нелинейностью входных ВАХ биполярных транзисторов на начальном участке. Для
уменьшения переходных искажений применяют класс АВ - промежуточной между
режимами А и В с углом отсечки 100 – 1200 . Точка покоя транзисторов
задаётся в активной области. Для сдвига точки покоя в активную область
применяют дополнительные источники Есм > Uотп. В качестве отпирающих
напряжений используют напряжения на прямосмещённых p-n – переходах диодов.
Современные усилители мощности для уменьшения нелинейных искажений строят
по схемам с общей отрицательной обратной связью на основе режимов В и АВ.
Uнm = 6.75 (В) - амплитуда напряжения на нагрузке;
Pн = 8 (Вт) - мощность на нагрузке;
Rн = 2.85 (Ом) - сопротивление нагрузки;
Iнm = 2.37 (А) - амплитуда тока на нагрузке;
Uвхm = 2.5 (мВ) - амплитуда входного напряжения;
fн = 16 (Гц) - низшая частота усиливаемых сигналов;
fв = 8 (кГц) - высшая частота усиливаемых сигналов.
Выбор и обоснование схемы выходного каскада.
Схема усилителя мощности приведена на рис.1.1. Вид отрицательной
обратной связи – единичная ООС по напряжению.
Рис.1.1. Усилитель мощности
Операционный усилитель DA обеспечивает заданное значение напряжения на
нагрузке а усилитель мощности как правило имеет коэффициент Ku(1 и
усиливает сигнал ОУ по току и следовательно по мощности. В тех случаях
когда выходное напряжение ОУ меньше Uнm выходной каскад должен иметь Ku(1
и для этого содержать транзисторы включенные по схеме ОЭ.
Рис.1.2. Типовая схема выходного каскада
Расчет напряжений питания ±Е потребляемой мощности Ро КПД мощности
на коллекторах оконечных транзисторов Рк.
Среднее значение потребляемого тока:
Потребляемая мощность:
Мощность на коллекторе:
Коэффициент полезного действия:
Максимальная мощность на коллекторе:
Рис.2.1. Линии нагрузки входных транзисторов
Построим зависимости Ро(Uнм) Рн(Uнм) Рк(Uнм) КПД(Uнм). Uнм=0.001 Uнм.
Рис.2.2. Зависимость Po Pн Pк от напряжения Uнм
Рис.2.3. Зависимость КПД от напряжения Uнм
Выбор оконечных транзисторов расчёт площади теплоотводов.
Выходные транзисторы выбираются по предельно-допустимым параметрам:
По справочнику [5] подбираем транзисторы удовлетворяющие предельным
Рассчитаем площадь теплоотвода для транзистора VT4.
Общее тепловое сопротивление:
[pic]- температурный запас.
Общее тепловое сопротивление складывается из составляющих:
[pic]- тепловое сопротивление теплоотвод – окружающая среда.
где [pic]- коэффициент зависящий от условий теплообмена радиатора с
[pic]- площадь теплоотвода.
Из формулы (3.5) определяем:
Из формулы (3.6) определяем:
Так как параметры VT4 и VT5 одинаковые то площадь теплоотвода
транзистора VT5 равна 51.8 см2.
Суммарная площадь теплоотводов для двух транзисторов:
Расчёт и выбор элементов усилителя мощности – предоконечные
транзисторы источники тока и др.
Резисторы R3 и R4 включённые параллельно эмиттерным переходам
предоконечных транзисторов предотвращают режим обрыва базы выходных
транзисторов при запирании предоконечных транзисторов и выбираются в
пределах 100-500 Ом[1].
R3R4: МЛТ-0125-470 Ом ± 5%.
Входной ток выходных транзисторов VT4 и VT5:
Требования к предоконечным транзисторам:
Выбираем транзисторы с параметрами[5]:
После выбора предоконечных транзисторов определяем входной ток усилителя
Определяем UБЭ4=07 В.
Напряжение Uкэ транзистора VT1 устанавливают равным:
где [pic]напряжение отпирания транзисторов.
Транзистор VT1 включён по схеме с коллекторной стабилизацией – c
отрицательной обратной связью по напряжению. Напряжение на нём:
Определив значение Uсм и задавшись R2=1кОм рассчитаем R1(UБЭ=0.7В):
Выбираем R1: СП3-38а-0125-47 кОм[p
R2: МЛТ-0125-1 кОм[pic]5%.[1]
Ток источника тока равен (IO≥IВХМ):
Выбираем транзистор VT1:
Выбираем транзистор с параметрами[5]:
Рассчитаем источники тока.
Рис.4.1. Схема источника тока.
Выбираем транзисторы VT6 и VT8 по предельным параметрам:
VT6 VT8: КТ361А (p-n-p)
Потенциал базы UБ для сохранения активного режима транзистора должен
удовлетворять условию:
Выбираем ток делителя:
Рассчитываем резисторы: Uпр=07В
Выбираем резисторы R5R6R7[1]:
R5: МЛТ-0125-3.09 кОм[p
R6: МЛТ-0125-517 Ом[p
R7: МЛТ-0125-12.9 кОм[pic]5%.
Второй источник тока на n-p-n транзисторе рассчитывается аналогично.
Результаты расчетов будут такие же.
Выбираем n-p-n транзисторы VT7 VT9 и резисторы R8 R9 R10 для второго
VT7 VT9: КТ315А (n-p-n)
R8: МЛТ-0125-3.09 кОм[p
R9: МЛТ-0125-517 Ом[p
R10: МЛТ-0125-12.9 кОм[pic]5%.
По справочнику [8] подбирается ОУ с характеристиками удовлетворяющими
Выбираем операционный усилитель DA1 КР140УД6А с параметрами:
Расчёт предварительного усилителя.
Предварительный усилитель должен быть двухкаскадным причём один из
каскадов инвертирующий а другой – неинвертирующий. Общее усиление
распределяется поровну между первым и вторым каскадами.
Требуемый коэффициент предусилителя равен:
выбираем [pic] [pic]
Рис.6.1. Схема предусилителя.
Рассчитаем первый каскад предусилителя (неинвертирующий).
Выбираем ОУ DA2 КР140УД7 с параметрами[8]:
Резисторы определим из условия:
Выбираем: [pic] тогда [pic].
Выбираем резисторы R11 R12 R13[1]:
R11: МЛТ-0125-10 кОм[p
R12 R13: МЛТ-0125-510 кОм[p
Входное напряжение ошибки:
Выходное напряжение ошибки:
Коэффициент передачи цепи ОС:
На постоянном токе глубина ОС:
Реальное усиление замкнутого усилителя не менее:
(6.9) Погрешность не превышает
Рассчитаем конденсатор С1:
С1: К71-7-20В-0020мкФ±10%.[1]
Рассчитаем аналогично второй каскад предусилителя (инвертирующий):
Выбираем ОУ DA3 КР140УД7 с параметрами[8]:
Выбираем: [pic] тогда [pic]
Выбираем резисторы R14 R15[1]:
R14: МЛТ-0125-10 кОм[p
R15: МЛТ-0125-523 кОм[p
Так как UОВЫХ2 велико то применяем разделительный конденсатор С2:
С2: К71-7-20В-1мкФ±10%.[1]
Построим ЛАЧХ каскадов и усилителя в целом:
Рис.6.2. ЛАЧХ каскадов и усилителя в целом.
Проектирование блока питания
Расчёт и выбор стабилизаторов
Блок питания в общем случае содержит 4 канала: источники [pic] и [pic]
для питания выходного каскада и источники [pic] и [pic] питания ОУ.
Стабилизаторы рассчитываются на выходное напряжение и ток. При
проектировании стабилизаторов необходимо определить средний ток потребления
Iп и максимальный ток Iпмакс по каждому каналу путем суммирования токов
всех нагрузок данного канала – Iнm Iо Iп_оу и др. Стабилизаторы могут
быть выполнены на интегральных микросхемах.
Для питания каналов E+ и E- выбираем интегральный стабилизатор DA4 и DA5
[pic]Рис. 7.1. Схема включения интегрального стабилизатора КР1180ЕН9.
Параметры выбранного интегрального стабилизатора:
Т.к. Iвых =15 А а Iнm=2.37 А то используем схему с повышенным входным
током (транзистор VT10 (p-n-p) для канала E+ и VT11 (n-p-n) для канала E-).
Входное (выпрямленное) напряжение стабилизатора выбирают из условия:
Uв1 = Uвх1 = (Uвых1+Uмин+Uбэ) ((1+ Кн+Кп) =(9+25+1)(1+0.1+0.1)=15В
Транзисторы VT10 и VT11 выбираем по следующим предельно-допустимым
Выбираем комплементарную пару n-p-n и p-n-p транзисторов [5] имеющих
VT10: КТ818А (p-n-p);
VT11: КТ819А (n-p-n).
Параметры выбранных транзисторов:
Рассчитаем площадь теплоотвода для транзистора VT10.
Так как параметры VT10 и VT11 одинаковые то площадь теплоотвода
транзистора VT11 равна 59.14 см2.
Резистор R16 выбирается из условия:
где Iпст- ток потребления стабилизатора DA1.
Выбираем резисторы R16 и R17[1]:
R16R17: МЛТ-025-20Ом±1%
Выбираем конденсаторы С5 - С8 [1]:
С5С6: К53-14-16 В – 033 мкФ [p
C7С8: К53-14-10 В – 1 мкФ [pic] 10%.
Для питания каналов U+ и U- выбираем интегральный стабилизатор DA6 и DA7
Рис. 7.2. Схема включения интегрального стабилизатора КР1180ЕН15.
Uв2 = Uвх2 = (Uвых2+Uмин) ((1+ Кн +Кп)=(15+2.5)(1+0.1+0.1)=21В
Выбираем конденсаторы С11- С14 [1]:
С11С12: К53 - 14 - 30 В - 0.33 мкФ [pic]
C13С14: К53 - 14 - 16 В - 1 мкФ [pic] 10%.
Расчёт и выбор выпрямителя и схемы фильтра для питания ОУ и выходных
Выберем выпрямитель со средней точкой (Рис.7.3.).
Рис. 7.3. Схема выпрямителя со средней точкой.
Рассчитаем действующее значение напряжения и ток вторичной обмотки
трансформатора предназначенного для питания каналов E+ и E- :
Требования к диодам:
Выбираем диоды VD1-VD4 [3]: КД204В .
Параметры выбранных диодов:
Рассчитаем емкость конденсаторов С3 и С4.
Так как конденсаторы симметричны то их емкости одинаковы.
где tр – время разряда конденсаторов (tр=7мс).
Выбираем С3 и С4 [1]: К 71 – 7-25В- 1800мкФ ± 5%
трансформатора предназначенного для питания каналов U+ и U- :
Выбираем диоды VD5-VD8 [3]: Д2Г .
Рассчитаем емкость конденсаторов С9 и С10.
Выбираем С9 и С10 [1]: K52-1Б – 25 В – 33 мкФ±10%
Выбор трансформатора
В соответствии с формулами (7.4 7.5 7.16 7.17) выбираем трансформатор
[1]: ТПП304 – 127220 -50.
Рис. 7.4. Трансформатор ТПП304 – 127220 -50.
Параметры выбранного трансформатора:
- номинальная мощность: 135 ВА
- ток первичной обмотки: 14079 А
- ток вторичной обмотки: 386 А
- напряжения вторичных обмоток:
Обмотки 11 – 12 13 – 14 19 – 20 17 – 18 используем для питания ВК.
Обмотки 15 – 1611 – 12 13 – 14 19 – 20 17 – 1821 – 22 используем для
В данной курсовой работе был спроектирован двухтактный усилитель
мощности класса АВ с общей отрицательной обратной связью.
Усилитель имеет две ступени усиления: по напряжению (предварительный
усилитель) и по напряжению и току (усилитель мощности). Обе ступени
содержат операционные усилители и имеют корректирующие усиление обратные
Спроектированный усилитель может применяться в качестве усилителя
мощности звуковой частоты в диапазоне 16 Гц – 8 кГц работающий на
акустическую систему с сопротивлением Rн = 2.85 Ом. Коэффициент полезного
действия данного усилителя мощности равен 53%. Максимальная мощность на
нагрузке равна 8 Вт. Усилитель питается от сетевого напряжения 220 В (50
Параметры используемых в усилителе и источнике питания элементов взяты из
справочной литературы и полностью соответствуют ГОСТу.
Резисторы конденсаторы трансформаторы дроссели коммутационные
устройства РЭА: Справочник Н. Н. Амиков и др. Мн.: Беларусь 1994.
Остапенко Г. С. Усилительные устройства: Учебн. пособие для вузов. – М:
Полупроводниковые приборы: Диоды тиристоры оптоэлектронные приборы.
Справочник А. В. Баюков и др. – М.: Энергоиздат 1982. 744 с.
Транзисторы для аппаратуры широкого применения. Справочник К. М.
Брежнев и др. под ред. Б. Л. Перельмана. – М.: Радио и связь 1981.
Галкин В. И. Прохоренко В. А. Полупроводниковые приборы: (диоды и
транзисторы). – Мн.: Беларусь 1979.
Ю. А. Козусев. Практическое пособие к лабораторным занятиям по теме
«Исследование усилителей мощности» курса «Электронные цепи непрерывного
действия» для студентов специальности Т.07.02. Гомель. ГПИ. 1997. №3147.
действия» часть 1 для студентов специальности Т.07.02. Гомель. ГПИ. 1990.
А.Л. Булычев В.И. Галкин В.А. Прохоренко. Аналоговые интегральные
схемы: Справочник. – Минск «Беларусь» 1993.

control.pdf

Назвать основное параметры усилителей как они определяют-
Изобразить обобщенные эквивалентные схемы усилителей с
различными зависимыми источниками сигнала.
Дайте определение коэффициентов распределения по току и напряжению объяснить их влияние на усилительные параметры.
Сформулировать требования к входному и выходному сопро4.
тивлениям для усилителей тока и напряжения.
На основе обобщенных схем усилителей вывести формулы пе5.
ресчета KUKi КUS KiS.
Как экспериментально определяются RВХ и RВЫХ усилителя тока
Построить АЧХ типовых цепей.
Построить ЛАЧХ типовых цепей.
Привести схему одкокаскадного усилителя на транзисторе в
схеме включения с общей базой объяснить назначение элементов
описать работу усилителя.
Как рассчитывается усилитель ОБ по постоянному току как выбирается рабочая точка что влияет на стабильность режима покоя
транзистора чем обеспечивается стабильность?
Как строятся статическая и динамическая линия нагрузки усилителя ОБ?
Изобразить схему усилителя на транзисторе ОЭ объяснить назначение элементов.
Дать определение коэффициента нестабильности схемы ОЭ как
он зависит от элементов схемы каковы его предельные значения?
Что такое эмиттерная стабилизация? Пояснить ее принцип ее
Как определяется изменение тока транзистора в схеме с идеальной стабилизацией?
Изложить методику расчета элементов схемы стабилизации рабочего режима.
Объяснить построение статической и динамическое линий нагрузки усилителя на транзисторе ОЭ.
Изобразить эквивалентную схему усилителя ОЭ в области средних частот и на ее основе получите выражения для усилительных параметров:
а) с блокирующим конденсатором
б) без блокирующего конденсатора.
Объяснить различие частотных характеристик в области высших
частот для схем ОБ и ОЭ.
Объяснить назначение элементов эмиттерного повторителя.
Объяснить принцип действия повторителя и обосновать вид обратной связи.
Как рассчитать повторитель по постоянному току?
Объяснять построение статической и динамической линий нагрузки.
Изобразить эквивалентную схему усилителя и на ее основе получить основные параметры повторителя.
Как влияет на основные параметры усилителя?
Как влияет сопротивление нагрузки на параметры повторителя?
Как влияет сопротивление источника сигнала на коэффициент
передачи по напряжению?
Изобразить схему усилителя ПТ-ОИ. Объяснить назначение элементов. Пояснить принцип стабилизации режима покоя.
По заданному значению IОС или UОЗИ и имеющейся сток-затворной
ВАХ ПТ рассчитать элементы стабилизации режима покоя.
Построить статическую и динамическую ЛН объяснить методику
С использованием схемы замещения получить значения параметров усилителя на ПТ.
Сравнить параметры усилителей ОЭ и ПТ-ОИ.
Изобразить схему истокового повторителя. Объяснить назначение
элементов и методику расчета режима покоя.
Для заданных преподавателем элементов схемы построить статическую и динамическую ЛН объяснить методику их построения.
Получить значения параметров истокового повторителя напряжения с использованием схемы замещения с зависимым источником тока
Получить значения параметров истокового повторителя напряжения с использованием схемы замещения с зависимым источником тока с зависимым источником ЭДС.
Доказать эквивалентность параметров повторителя полученных
на основе разных схем замещения.
Сравнить параметры истокового и эмиттерного повторителей напряжения.
Объяснить эффект Миллера
Построить по заданным преподавателем исходным данным
( R Н E К и 2 E ) линии нагрузки рассчитать энергетические параметры
УМ класса А (ОЭ) при заданном отношении RН RК
УМ класса А (ОК) при заданном отношении RН RЭ
УМ класса А (ОЭ) с непосредственным включением нагрузки
УМ класса А (ОК) с непосредственным включением нагрузки
УМ класса А (ОЭ) с источником тока
УМ класса А (ОК) с источником тока
трансформаторного УМ класса А (ОЭ)
двухтактного УМ класса В
двухтактного УМ класса АВ
УМ с обратной связью по напряжению.
Что такое переходные искажения какие существуют методы их
Сравнить различные классы усилителей по энергетическим параметрам и нелинейным искажениям.
Определить аналитически координаты экстремума функции
Pк f ( U нm ) для усилителя класса В.
Вывести выражение для коэффициента усиления по напряжению УМ с обратной связью.
Изобразить временную зависимость выходного напряжения
предусилителя (ОУ) УМ с обратной связью пояснить принцип
уменьшения переходных искажений.
Привести схему дифференциального усилителя объяснить назначение элементов.
Привести основные соотношения для расчета дифусилителя по
Чем объясняется высокая стабильность усилителя при изменении напряжений питания и температуры окружающей среды?
Дать определение дифференциального и синфазного входных
сигналов пояснить на численном примере.
Привести и пояснить малосигнальную схему замещения ДУ для
Чему равен коэффициент усиления дифференциального сигнала
при симметричном и несимметричном выходах?
Привести и пояснить эквивалентную схему ДУ для синфазного
Определить с помощью эквивалентной схемы коэффициенты
передачи синфазного сигнала.
Определить входные сопротивления ДУ для дифференциального и синфазного сигналов.
Дать определение КОСС как он рассчитывается?
Чему равен КОСС для симметричного выхода?
С какой целью в ДУ вместо токозадающего резистора R0 применяют источник тока?
Как влияют сопротивления RЭ на параметры усилителя?
Что такое балансировка с какой целью она применяется?
Что численно выражает коэффициент М СФ ?
Привести условное графическое изображение ОУ.
Перечислить основные нормируемые параметры ОУ.
Изобразить эквивалентную схему ОУ с учетом источников
Изобразить амплитудную характеристику ОУ.
По заданным K U и f1 построить АЧХ и ФЧХ ОУ с внутренней
коррекцией определить f ГР и усиление на заданной частоте.
Как по скорости нарастания выходного напряжения ОУ определяются параметры неискаженного сигнала?
Как рассчитывается напряжение входной ошибки ОУ что такое
Что такое симметрирование?
Перечислить основные виды обратной связи.
Изобразить блок схему усилителя с ОС вывести коэффициент
По заданным коэффициенту усиления и допустимой погрешности определить требуемое минимальное усиление ОУ.
Изобразить схемы последовательного и параллельного сумматоров получить формулы сложения.
Как отрицательная ОС влияет на АЧХ усилителя вывести f OC .
Построить ЛАЧХ усилителя с отрицательной ОС по заданным
Самостоятельно получить зависимость 0С от глубины ОС F.
Изобразить схему повторителя напряжения вывести коэффициент передачи.
Изобразить схему неинвертирующего усилителя на ОУ вывести
коэффициент передачи.
Как выбирают сопротивления цепи ОС? Пояснить на примере.
Получить входное сопротивление усилителя с отрицательной
последовательной обратной связью.
Получить выходное сопротивление усилителя с отрицательной
обратной связью по напряжению.
Изобразить схему инвертирующего усилителя на ОУ вывести
параллельной обратной связью.
Вывести коэффициент передачи одного из усилителей считая
Как определяется выходное напряжение ошибки по постоянному току усилителя ОС?
Рассчитать по заданным усилению и типу параметры одного из
усилителей с отрицательной ОС.
Привести схемы измерения основных параметров ОУ.
0. Почему основные параметры ОУ измеряют в схемах с отрицательной ОС?

program.pdf

Учреждение образования «Гомельский государственный
технический университет имени П.О. Сухого»
Ректор (первый проректор)
УО «ГГТУ им.П.О.Сухого»
Регистрационный № УДД-115-5р
АНАЛОГОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
(название дисциплины)
(шифр и название специальности)
(название факультета)
Практические (семинарские)
Курсовая работа _5__
Всего аудиторных часов
Форма получения высшего
УО «ГГТУ им. П.О. Сухого» кафедра «Промышленная электроника» 2010
Рабочая программа составлена на основе учебной программы дисциплины
(название типовой учебной
«Аналоговая электроника» от 08.06.2010 регистрационный номер УД 271уч
программы дата утверждения регистрационный №)
Рассмотрена и рекомендована к утверждению на заседании кафедры
Одобрена и рекомендована к утверждению Научно-методическим советом
Программу разработал ст. преподаватель Козусев Ю.А.
Пояснительная записка
1. Цели и задачи учебной дисциплины.
Цель дисциплины – приобретение знаний о принципах построения усилительных устройств на дискретных полупроводниковых приборах и аналоговых
микросхемах о методах проектирования типовых устройств электронных цепей и
анализа электрических процессов протекающих в электронных цепях.
2. Требования к знаниям и умениям студентов после изучения дисциплины.
В результате изучения дисциплины обучаемый должен:
- типовые электронные цепи и сигналы их параметры и характеристики;
- основные схемотехнические методы проектирования усилительных устройств;
- свойства линейных систем с отрицательной обратной связью;
- производить расчет схем однокаскадных усилителей на транзисторах предварительных усилителей усилителей мощности источников тока;
- производить анализ схем с отрицательной обратной связью;
- проектировать аналоговые электронные устройства на дискретных элементах и интегральных микросхемах.
3. Программа дисциплины рассчитана на объем 260 учебных часов из них –
2 аудиторных. Примерное распределение аудиторных часов по видам занятий: лекций – 51 час лабораторных занятий – 34 часа практических занятий –
часов курсовая работа – 16 часов.
Содержание учебного материала
1. Лекционные занятия
Название темы содержание лекции
Раздел 1. Основные параметры и характеристики усилителей
Классификация электрических сигналов и электронных цепей.
Обобщенные схемы усилителей:
- обобщенная схема усилителя с источником напряжения управляемым напряжением (ИНУН);
- обобщенная схема усилителя с источником тока управляемым током (ИТУТ);
- обобщенная схема усилителя с источником тока управляемым напряжением (ИТУН).
Особенности и сравнительные характеристики обобщенных схем.
Передаточная функция усилителя. Классификация усилителей по
виду амплитудно-частотной характеристики (АЧХ). Коэффициент
линейных искажений. Цепи связи в усилителях ослабляющие низшие частоты. Цепи связи в усилителях ослабляющие высшие частоты. Обобщенные АЧХ и фазочастотные характеристики (ФЧХ) усилителей. Логарифмические АЧХ. Асимптотические ЛАЧХ. Построение ЛАЧХ многокаскадных усилителей.
Переходная характеристика усилителей.
Амплитудная характеристика. Динамический диапазон. Коэффициент нелинейных искажений. Графо-аналитический метод расчета параметров усилителей.
Раздел 2. Однокаскадные усилители на биполярных транзисторах
Усилитель на транзисторе в схеме включения с общей базой. Расчет
по постоянному току. Статическая и динамическая линии нагрузки
(СЛН и ДЛН). Временные диаграммы сигналов. Малосигнальная
схема замещения усилителя на основе Т-образной физической модели биполярного транзистора. Параметры линеаризованной модели:
входное сопротивление коэффициенты усиления по току напряжению и мощности выходное сопротивление удельная крутизна. Анализ усилителя в области низших и высших частот АЧХ.
Усилитель на транзисторе в схеме включения с общим эмиттером.
Расчет по постоянному току – схемы с фиксированным потенциалом
базы с фиксированным током базы. Схемы с повышенной стабильностью точки покоя: эмиттерная стабилизация тока транзистора и
коллекторная стабилизация напряжения на коллекторе транзистора.
Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов. Анализ линейной малосигнальной схемы замещения усилителя. Параметры и характеристики.
Эмиттерный повторитель напряжения – усилитель на биполярном
транзисторе в схеме включения с общим коллектором. Расчет по постоянному току. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов.
Анализ линейной малосигнальной схемы замещения. Параметры и
характеристики. Особенности эмиттерного повторителя как схемы с
0% отрицательной обратной связью.
Варианты схем замещения эмиттерного повторителя.
Примеры применения эмиттерных повторителей для согласования
источника сигнала и нагрузки:
- усилители в схеме включения с общим эмиттером и эмиттерным
- параметрический стабилизатор напряжения с эмиттерным повторителем.
Эмиттерный повторитель в области низких частот (НЧ) и в области
высоких частот (ВЧ). Анализ усилителя при работе на емкостную
Сравнительный анализ различных усилительных каскадов на биполярных транзисторах. Оценка предельного усиления однокаскадных
усилителей на биполярных транзисторах. Влияние сопротивлений
источника сигнала и сопротивления нагрузки на параметры усилителей.
Источники стабильного тока на дискретных биполярных транзисторах их параметры и характеристики. Расчет источников тока. Схемотехнические методы повышения точности и стабильности: термостабилизация и термокомпенсация.
Источники стабильного тока на дискретных полевых транзисторах.
Применение источников стабильного тока:
- усилитель на биполярном транзисторе в схеме включения с общим
эмиттером с динамической нагрузкой;
- эмиттерный повторитель с динамической нагрузкой;
- параметрический стабилизатор напряжения с источником стабильного тока.
Эффект Миллера в инвертирующих усилителях. Способы снижения
влияния эффекта Миллера на АЧХ. Схемы с уменьшенной проходной емкостью – каскод и каскад с эмиттерной связью.
Раздел 3. Усилители на полевых транзисторах
Усилители на полевых транзисторах. Методы задания точки покоя
схемы с автосмещением. Статическая и динамическая линии нагрузки временные диаграммы сигналов.
Усилитель на полевом транзисторе (ПТ) с общим истоком. Истоковый повторитель. Графо-аналитический метод расчета параметров
усилителей класса А на полевых транзисторах. Малосигнальные
схемы замещения. Параметры усилителей.
Раздел 4. Усилители мощности
Классификация усилителей мощности угол отсечки. Классы усилителей А В АВ С D Е комбинированные классы.
Усилители мощности класса А.
Усилители класса А на биполярных и полевых транзисторах. Анализ
энергетических параметров баланс мощностей КПД. Анализ эмит4. терных и истоковых повторителей напряжения как усилителей мощности класса А. Усилители мощности класса А с динамической нагрузкой. Трансформаторные и дроссельные усилители мощности
класса А.Усилители мощности класса В. Двухтактные усилители.
Анализ энергетических параметров. Зависимость мощности на коллекторе от амплитуды сигнала определение экстремума. Выбор
транзисторов по предельным параметрам тепловой расчет.
Двухтактные усилители мощности класса АВ схемотехника параметры и характеристики. Усилители мощности звуковой частоты.
Раздел 5. Дифференциальные и операционные усилители
Усилители постоянного тока (УПТ). Стабильность точки покоя. Балансные схемы.
Дифференциальный усилитель. Расчет по постоянному току. Дифференциальный и синфазный сигналы. Параметры ДУ для дифференциального сигнала: входное сопротивление коэффициент уси5.
ления. Параметры ДУ для синфазного сигнала. Анализ дифференциального усилителя при совместном действии дифференциального и
синфазного сигналов. Коэффициент ослабления синфазного сигнала.
Операционные усилители (ОУ). Функциональное назначение основные параметры и характеристики.
Раздел 6. Общая теория отрицательной обратной связи
Общая теория отрицательной обратной связи. Отрицательная обратная связь в усилителях. Коэффициент передачи системы с отрицательной обратной связью оценка погрешности.
Типы обратных связей: по току по напряжению последовательная
параллельная комбинированная линейная и нелинейная частотнозависимая.
Влияние последовательной и параллельной по напряжению и току
обратной связи на входное и выходное сопротивление усилителя.
Влияние отрицательной обратной связи на АЧХ линейные искажения сигнала в системах с отрицательной обратной связью.
Влияние отрицательной обратной связи на амплитудную характеристику.
Раздел 7. Усилители на интегральных ОУ
Усилители на интегральных операционных усилителях. Повторитель
напряжения на ОУ. Неинвертирующий усилитель на ОУ. Инвертирующий усилитель на ОУ.
Раздел 8. Резонансные усилители и фильтры
Резонансные усилители и фильтры. Пассивные фильтры: низких
высоких частот полосовые. Резонансные контура. Избирательные
усилители. Активные фильтры.
Раздел 9. Функциональные усилители и преобразователи
Функциональные усилители и преобразователи. Дифференциальные
усилители сумматоры аналоговых сигналов. Интегрирующие и диффе9.
ренцирующие усилители. Функциональные усилители на основе ОУ с
нелинейными обратными связями
Раздел 10. Генераторы гармонических колебаний
Генераторы гармонических колебаний. Генераторы гармонических
колебаний с резонансными контурами. Принципы построения. Условия
самовозбуждения мягкое и жесткое самовозбуждение. Генераторы
гармонических колебаний RC-типа. Принципы построения баланс фаз
Всего лекций по дисциплине
2. Практические занятия
Название темы содержание
Расчет параметров обобщенных схем усилителей
Расчет и построение амплитудно-частотных характеристик простейших электронных цепей и однокаскадных усилителей
Построение логарифмических АЧХ
Расчет параметров однокаскадных усилителей
Расчет усилителей мощности класса А.
Расчет усилителей мощности класса В и АВ
Расчет схем на ОУ с отрицательной линейной и нелинейной частотозависимой обратными связями
Всего практических занятий по дисциплине
3. Лабораторные занятия
Исследование однокаскадного усилителя на биполярном транзисторе в схеме с общей базой.
Исследование усилителя на биполярном транзисторе с общим
Исследование эмиттерного повторителя напряжения.
Исследование усилителей мощности классов В и АВ.
Исследование дифференциального усилителя.
Измерение параметров и исследование характеристик операционных усилителей.
Исследование усилителя на полевом транзисторе в схеме с общим
Исследование истокового повторителя напряжения.
Исследование усилителей постоянного и переменного тока на
Исследование интегратора и дифференциатора на ОУ.
Исследование импульсных схем на ОУ.
Всего лабораторных занятий по дисциплине
Цель курсовой работы: развитие навыков проектирования функциональнозаконченного типового устройства промышленной электроники. В соответствии
с индивидуальным заданием проектируется устройство на основе ОУ с мощным
выходным каскадом для работы на заданную нагрузку включая расчет тепловых режимов дискретных элементов и блока питания.
Примерный перечень тем курсовых работ
Спроектировать избирательный усилитель на заданную частоту
с трансформаторным выходным каскадом класса А.
Спроектировать усилитель мощности звукового диапазона частот заданной выходной мощности с выходным каскадом класса АВ.
Спроектировать генератор гармонических колебаний RC-типа на заданный диапазон частот с выходным каскадом класса В.
(наглядные методические пособия и др.)
АНАЛОГОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА (102 ч.)
Общие характеристики и параметры усилителей (12 ч.)
Классификация электрических сигналов
и электронных цепей. Обобщенные схемы усилителей: -обобщенная схема усилителя с источником напряжения управляемым напряжением – ИНУН; -обобщенная схема усилителя с
источником тока управляемым током– ИТУТ;
-обобщенная схема усилителя с источником
тока управляемым напряжением – ИТУН.
Особенности и сравнительные характеристики
обобщенных схем. Передаточная функция усилителя. Классификация усилителей по виду
АЧХ. Коэффициент линейных искажений. Цепи связи в усилителях ослабляющие низшие
Название раздела темы занятия;
перечень изучаемых вопросов
Количество аудиторных часов
Самостоятельная работа
Учебно-методическая карта дисциплины
частоты. Цепи связи в усилителях ослабляющие высшие частоты. Обобщенные АЧХ и
ФЧХ усилителей. Логарифмические АЧХ.
Асимптотические ЛАЧХ. Построение ЛАЧХ
многокаскадных усилителей. Переходная характеристика усилителей. Амплитудная характеристика. Динамический диапазон. Коэффициент
Графоаналитический метод расчета параметров усилителей класса А.
Однокаскадные усилители на биполярных
транзисторах (30 ч.)
Усилитель на транзисторе в схеме включения с общей базой. Расчет по постоянному току. Статическая и динамическая линии нагрузки – СЛН и ДЛН. Временные диаграммы сигналов. Малосигнальная схема замещения усилителя на основе Т-образной физической модели биполярного транзистора. Параметры линеаризованной модели: входное сопротивление коэффициенты усиления по току напряжению и мощности выходное сопротивление
удельная крутизна. Анализ усилителя в области
низших и высших частот АЧХ.
Усилитель на транзисторе в схеме включения
с общим эмиттером. Расчет по постоянному
току – схемы с фиксированным потенциалом
базы с фиксированным током базы. Схемы с
повышенной стабильностью точки покоя:
эмиттерная стабилизация тока транзистора и
коллекторная стабилизация напряжения на
коллекторе транзистора. Линии нагрузки и
временные диаграммы сигналов Анализ линейной малосигнальной схемы замещения усилителя. Параметры и характеристики.
Эмиттерный повторитель напряжения – усилитель на биполярном транзисторе в схеме
включения с общим коллектором. Расчет по
постоянному току. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов Анализ линейной малосигнальной схемы замещения. Параметры и
характеристики. Особенности эмиттерного повторителя как схемы с 100% отрицательной обратной связью. Варианты схем замещения
эмиттерного повторителя. Примеры применения эмиттерных повторителей для согласования источника сигнала и нагрузки:- усилители
в схеме включения с общим эмиттером и эмиттерным повторителем;- параметрический стабилизатор напряжения с эмиттерным повторителем. Эмиттерный повторитель в области НЧ
и в области ВЧ. Анализ усилителя при работе
на емкостную нагрузку.
Сравнительный анализ различных усилительных каскадов на биполярных транзисторах.
Оценка предельного усиления однокаскадных
усилителей на биполярных транзисторах.
Влияние сопротивлений источника сигнала и
сопротивления нагрузки на параметры усилителей.
Источники стабильного тока на дискретных
биполярных транзисторах их параметры и ха11
рактеристики. Расчет источников тока. Схемотехнические методы повышения точности и
стабильности: термостабилизация и термокомпенсация. Источники стабильного тока на дискретных полевых транзисторах.
Применение источников стабильного тока:усилитель на биполярном транзисторе в схеме
включения с общим эмиттером с динамической
нагрузкой;-эмиттерный повторитель с динамической нагрузкой; -параметрический стабилизатор напряжения с источником стабильного
тока. Эффект Миллера в инвертирующих усилителях. Способы снижения влияния эффекта
Миллера на АЧХ. Схемы с уменьшенной проходной емкостью - каскод и каскад с эмиттерной связью.
Усилители на полевых транзисторах (6 ч.)
Методы задания точки покоя схемы с автосмещением. Статическая и динамическая линии
нагрузки временные диаграммы сигналов.
Усилитель на ПТ с общим истоком. Истоковый повторитель. Графо-аналитический метод расчета параметров усилителей класса А на
полевых транзисторах. Малосигнальные схемы
замещения. Параметры усилителей.
Усилители мощности (14 ч.)
Классификация усилителей мощности угол
отсечки. Классы усилителей А В АВ С D Е
комбинированные классы. Усилители мощности класса А.Усилители класса А на биполярных и полевых транзисторах. Анализ энергети-
ческих параметров баланс мощностей КПД.
Анализ эмиттерных и истоковых повторителей
напряжения как усилителей мощности класса
А. Усилители мощности класса А с динамической нагрузкой. Трансформаторные и дроссельные усилители мощности класса А. Усилители мощности класса В. Двухтактные усилители. Анализ энергетических параметров.
Зависимость мощности на коллекторе от амплитуды сигнала определение экстремума.
Выбор транзисторов по предельным параметрам тепловой расчет. Двухтактные усилители
мощности класса АВ схемотехника параметры и характеристики. Усилители мощности
Дифференциальные и операционные усилители (14 ч.)
Усилители постоянного тока - УПТ. Стабильность точки покоя. Балансные схемы.
Дифференциальный усилитель. Расчет по постоянному току. Дифференциальный и синфазный сигналы. Параметры ДУ для дифференциального сигнала: входное сопротивление коэффициент усиления. Параметры ДУ
для синфазного сигнала. Анализ дифференциального усилителя при совместном действии
дифференциального и синфазного сигналов.
Коэффициенты ослабления синфазного сигнала КОСС и Мсф. Операционные усилители.
Функциональное назначение основные параметры и характеристики.
Общая теория отрицательной обратной связи (4 ч.)
Отрицательная обратная связь в усилителях.
Коэффициент передачи системы с отрицательной обратной связью оценка погрешности.
Типы обратных связей: по току по напряжению последовательная параллельная комбинированная линейная и нелинейная частозависимая. Влияние последовательной и параллельной по напряжению и току обратной связи
на входное и выходное сопротивление усилителя. Влияние отрицательной обратной связи
на АЧХ линейные искажения сигнала в системах с отрицательной обратной связью
.Влияние отрицательной обратной связи на
амплитудную характеристику
Усилители на интегральных ОУ (11 ч.)
Повторитель напряжения на ОУ. Параметры. Неинвертирующий усилитель на ОУ. Инвертирующий усилитель на ОУ.
Резонансные усилители и фильтры (2 ч.)
Пассивные фильтры: низких высоких частот полосовые. Резонансные контура. Избирательные
усилители. Активные фильтры
Функциональные усилители и преобразователи (6 ч.)
Дифференциальные усилители сумматоры
аналоговых сигналов. Интегрирующие и дифференцирующие усилители. Функциональные усилители на основе ОУ с нелинейными обратными
связями. Логарифмирующие и антилогарифми-
рующие усилители. Умножители аналоговых
сигналов. Амплитудные детекторы и выпрямители
Генераторы гармонических колебаний (3 ч.)
Структурная схема автогенератора. Условия
существования незатухающих электрических колебаний баланс фаз баланс амплитуд. Условия
самовозбуждения мягкое и жесткое самовозбуждение. LC-генераторы. Индуктивная трансформаторная положительная обратная связь –ПОС.
Схема Майсснера. Автотрансформаторная ПОС.
Обобщенная трехточечная схема. Индуктивная
трехточечная схема (схема Хартли). Емкостная
трехточечная схема (схема Колпица). Генераторы гармонических колебаний с резонансными
контурами. Генераторы гармонических колебаний RC-типа. Автогенераторы с кварцевой стабилизацией частоты. Принципы построения.
Информационно-методическая часть
1. Основная литература
Быстров Ю. А. Электронные цепи и микросхемотехника : учебник для
вузов Ю. А. Быстров И. Г. Мироненко. – М. : Высш. шк. 2002.
Ткаченко Ф. А. Техническая электроника : учеб. пособие для вузов Ф.
А. Ткаченко. – Минск : Дизайн ПРО 2000.
Нефедов В. И. Основы радиоэлектроники : учебник для вузов
И. Нефедов. – М. : Высш. шк. 2000.
Остапенко Г. С. Усилительные устройства : учеб. пособие для вузов
Г. С. Остапенко. – М. : Радио и связь 1989.
Войшвилло Г. В. Усилительные устройства Г. В. Войшвилло. – М. :
Гусев В. Г. Электроника В. Г. Гусев Г. М. Гусев. – 2-е изд. – М. :
Гутников В. С. Интегральная электроника в измерительных устройствах
В. С. Гутников. – 2-е изд. перераб. и доп. – Л. : Энергоатомиздат 1988.
Проектирование усилительных устройств : учеб. пособие для вузов В.
В. Ефимов [и др.] ; под ред. Н. В. Терпугова. – М. : Высш . шк. 1982.
Проектирование усилительных устройств на интегральных микросхемах
: учеб. пособие для радиотех. спец. вузов Б. М. Богданович [и др.] ; под ред. Б.
М. Богдановича. – Минск : Выш. шк. 1980.
Усилительные устройства. Сборник задач и упражнений : учеб. пособие
для вузов А. Г. Алексеев Г. В. Войшвилло И. А. Трискало ; под ред. Г. В.
Войшвилло. – М. : Радио и связь 1986.
Шкритек П. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. Методы расчета способы измерений разработка схем цифровая обработка звуковых
сигналов П. Шкритек ; пер. с нем. – М. : Мир 1991.
Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем
И. П. Степаненко. – М. : Энергия 1977.
Жеребцов И. П. Основы электроники И. П. Жеребцов. – Л. : Энергоатомиздат 1990.
2. Дополнительная литература
Усилительные устройства на интегральных микросхемах : учеб. пособие
А. Г. Алексеев [и др.]. – Л. : ЛЭИС 1983.
Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы : учебник для вузов И. С. Гоноровский. – 4-е изд. перераб. и доп. – М. : Радио и связь 1986.
Сиберт У. М. Цепи сигналы системы. В 2 ч. У. М. Сиберт ; пер. с
англ. – М. : Мир 1988.
Хоровиц П. У. Хилл Искусство схемотехники. В 2 т. П. Хоровиц ; пер.
с англ. – 2-е изд. – М. : Мир 1984.
Достал И. Операционные усилители И. Достал ; пер. с англ. – М. :
Джонс М. Х. Электроника : практич. курс М. Х. Джонс ; пер. с англ. –
М. : Постмаркет 1999.
Гомоюнов К. К. Транзисторные цепи : учеб. пособие для вузов
К. Гомоюнов. – СПб. : ВХО-Петербург 2002.
3. Учебно-методические комплексы
4. Перечень компьютерных программ наглядных и других пособий
методических указаний материалов и технических средств обучения
Ю. А. Козусев. Методические указания к лабораторным занятиям по курсу " Электронные цепи непрерывного действия " часть 1 для студентов специальности 20.05. Гомель. ГПИ. 1990. № 1352
Ю. А. Козусев. Методические указания к лабораторным занятиям по курсу "Электронные цепи непрерывного действия" часть 2 для студентов специальности 20.05. Гомель. ГПИ. 1993. № 1831
Ю. А. Козусев. Практическое пособие к лабораторным занятиям по теме
Исследование усилителей мощности" курса "Электронные цепи непрерывного
действия" для студентов специальности Т.07.02. Гомель. ГПИ. 1997. № 2147
Ю. А. Козусев С. Н. Кухаренко. Практическое руководство к лабораторным занятиям по курсу "Электронные цепи непрерывного действия" для студентов специальности Т.07.02. 01. Часть 3- Гомель. ГГТУ. 1999. № 2390.
Проектирование усилителей мощности: практ. рук. к выполнению курсовой работы по курсу «Электронные цепи непрерывного действия » для студентов
специальности 36 04 02 «Промышленная электроника» днв. и заочн. форм обучения Ю. А. Козусев. – Гомель: ГГТУ им П.О.Сухого 2005. № 3144.
Протокол согласования учебной программы по изучаемой учебной дисциплине с другими дисциплинами специальности
основы электронной техники
Предложения об Решение принятое
изменениях в кафедрой разрабосодержании
программу (с укапрограммы по занием даты и ноизучаемой
Учебная программа пересмотрена и одобрена на заседании кафедры
Регистрационный № УДЗ-124-5р
Курсовая работа _6__
В результате изучения дисциплины обучаемый
- проектировать аналоговые электронные устройства на дискретных элементах
и интегральных микросхемах.
3. Программа дисциплины рассчитана на объем 260 учебных часов из них – 24
аудиторных (аудиторных для дневного обучения – 102 часа). Примерное распределение аудиторных часов по видам занятий: лекций – 12 часов лабораторных занятий – 8 часов практических занятий – 4 часа курсовая работа – 16 часов.
Цель курсовой работы: развитие навыков проектирования функциональнозаконченного типового устройства промышленной электроники. В соответствии с
индивидуальным заданием проектируется устройство на основе ОУ с мощным
выходным каскадом для работы на заданную нагрузку включая расчет тепловых
режимов дискретных элементов и блока питания
Спроектировать избирательный усилитель на заданную частоту с трансформаторным выходным каскадом класса А.
Спроектировать усилитель мощности звукового диапазона частот заданной
выходной мощности с выходным каскадом класса АВ.
Спроектировать генератор гармонических колебаний RC-типа на заданный
диапазон частот с выходным каскадом класса В.
и электронных цепей. Обобщенные схемы усилителей: – обобщенная схема усилителя с источником напряжения управляемым напряжением – ИНУН; -обобщенная схема усилителя с
биполярных транзисторах их параметры и ха31
. Дифференциальные и операционные усилители (14 ч.)
Регистрационный № УДЗ-_125-5р
образования заочная сокращенная
3. Программа дисциплины рассчитана на объем 260 учебных часов из них – 16
аудиторных (аудиторных для дневного обучения – 102 часа). Примерное распределение аудиторных часов по видам занятий: лекций – 8 часов лабораторных занятий – 4 часа практических занятий – 4 часа курсовая работа – 16 часов.
Примерный перечень тем курсовых работ:
Классификация электрических сигналов и электронных
цепей. Обобщенные схемы усилителей: обобщенная схема усилителя с источником напряжения
управляемым напряжением – ИНУН; -обобщенная схема
усилителя с источником тока управляемым током– ИТУТ;
-обобщенная схема усилителя с источником тока управляемым напряжением – ИТУН.
Особенности и сравнительные характеристики обобщенных схем. Передаточная функция усилителя. Классификация усилителей по виду АЧХ. Коэффициент линейных искажений. Цепи связи в усилителях ослабляющие низшие
частоты. Цепи связи в усилителях ослабляющие высшие
частоты. Обобщенные АЧХ и ФЧХ усилителей. Логарифмические АЧХ. Асимптотические ЛАЧХ. Построение
ЛАЧХ многокаскадных усилителей. Переходная характеристика усилителей. Амплитудная характеристика. Динамический диапазон. Коэффициент нелинейных искажений.. Графо-аналитический метод расчета параметров усилителей класса А.
Однокаскадные усилители на биполярных транзисторах (30 ч.)
Усилитель на транзисторе в схеме включения с общей
базой. Расчет по постоянному току. Статическая и динамическая линии нагрузки – СЛН и ДЛН. Временные диаграммы сигналов. Малосигнальная схема замещения усилителя на основе Т-образной физической модели биполярного транзистора. Параметры линеаризованной модели:
входное сопротивление коэффициенты усиления по току
напряжению и мощности выходное сопротивление
удельная крутизна. Анализ усилителя в области низших и
Усилитель на транзисторе в схеме включения с общим
эмиттером. Расчет по постоянному току – схемы с фиксированным потенциалом базы с фиксированным током базы. Схемы с повышенной стабильностью точки покоя:
эмиттерная стабилизация тока транзистора и коллекторная
стабилизация напряжения на коллекторе транзистора. Линии нагрузки и временные диаграммы сигналов Анализ
линейной малосигнальной схемы замещения усилителя.
Параметры и характеристики.
Эмиттерный повторитель напряжения – усилитель на
биполярном транзисторе в схеме включения с общим коллектором. Расчет по постоянному току. Линии нагрузки и
временные диаграммы сигналов Анализ линейной малосигнальной схемы замещения. Параметры и характеристи-
ки. Особенности эмиттерного повторителя как схемы с
0% отрицательной обратной связью. Варианты схем замещения эмиттерного повторителя. Примеры применения
эмиттерных повторителей для согласования источника
сигнала и нагрузки:- усилители в схеме включения с общим эмиттером и эмиттерным повторителем;- параметрический стабилизатор напряжения с эмиттерным повторителем. Эмиттерный повторитель в области НЧ и в области
ВЧ. Анализ усилителя при работе на емкостную нагрузку.
Сравнительный анализ различных усилительных каскадов
на биполярных транзисторах. Оценка предельного усиления однокаскадных усилителей на биполярных транзисторах. Влияние сопротивлений источника сигнала и сопротивления нагрузки на параметры усилителей.
Источники стабильного тока на дискретных биполярных транзисторах их параметры и характеристики. Расчет
источников тока. Схемотехнические методы повышения
точности и стабильности: термостабилизация и термокомпенсация. Источники стабильного тока на дискретных полевых транзисторах.
Применение источников стабильного тока:-усилитель на
биполярном транзисторе в схеме включения с общим
эмиттером с динамической нагрузкой;-эмиттерный повторитель с динамической нагрузкой; -параметрический стабилизатор напряжения с источником стабильного тока.
Эффект Миллера в инвертирующих усилителях. Способы
снижения влияния эффекта Миллера на АЧХ. Схемы с
уменьшенной проходной емкостью - каскод и каскад с
Методы задания точки покоя схемы с автосмещением.
Статическая и динамическая линии нагрузки временные
Усилитель на ПТ с общим истоком. Истоковый повторитель. Графо-аналитический метод расчета параметров
усилителей класса А на полевых транзисторах. Малосигнальные схемы замещения. Параметры усилителей.
Классификация усилителей мощности угол отсечки.
Классы усилителей А В АВ С D Е комбинированные
классы. Усилители мощности класса А.Усилители класса
А на биполярных и полевых транзисторах. Анализ энергетических параметров баланс мощностей КПД. Анализ
эмиттерных и истоковых повторителей напряжения как
усилителей мощности класса А. Усилители мощности
класса А с динамической нагрузкой. Трансформаторные и
дроссельные усилители мощности класса А. Усилители
мощности класса В. Двухтактные усилители. Анализ энергетических параметров. Зависимость мощности на коллекторе от амплитуды сигнала определение экстремума. Выбор транзисторов по предельным параметрам тепловой
расчет. Двухтактные усилители мощности класса АВ схемотехника параметры и характеристики. Усилители мощности звуковой частоты
Дифференциальный усилитель. Расчет по постоянному
току. Дифференциальный и синфазный сигналы. Параметры ДУ для дифференциального сигнала: входное сопротивление коэффициент усиления. Параметры ДУ для
синфазного сигнала. Анализ дифференциального усилите-
ля при совместном действии дифференциального и синфазного сигналов. Коэффициенты ослабления синфазного
сигнала КОСС и Мсф. Операционные усилители. Функциональное назначение основные параметры и характеристики.
Отрицательная обратная связь в усилителях. Коэффициент передачи системы с отрицательной обратной связью
оценка погрешности. Типы обратных связей: по току по
напряжению последовательная параллельная комбинированная линейная и нелинейная частозависимая. Влияние последовательной и параллельной по напряжению и
току обратной связи на входное и выходное сопротивление усилителя. Влияние отрицательной обратной связи
на АЧХ линейные искажения сигнала в системах с отрицательной обратной связью .Влияние отрицательной обратной связи на амплитудную характеристику
Повторитель напряжения на ОУ. Параметры. Неинвертирующий усилитель на ОУ. Инвертирующий усилитель
Пассивные фильтры: низких высоких частот полосовые. Резонансные контура. Избирательные усилители. Активные
Дифференциальные усилители сумматоры аналоговых
сигналов. Интегрирующие и дифференцирующие усилители.
Функциональные усилители на основе ОУ с нелинейными
обратными связями. Логарифмирующие и антилогарифмирующие усилители. Умножители аналоговых сигналов. Ам-
плитудные детекторы и выпрямители
Структурная схема автогенератора. Условия существования незатухающих электрических колебаний баланс фаз баланс амплитуд. Условия самовозбуждения мягкое и жесткое
самовозбуждение. LC-генераторы. Индуктивная трансформаторная положительная обратная связь –ПОС. Схема Майсснера. Автотрансформаторная ПОС. Обобщенная трехточечная схема. Индуктивная трехточечная схема (схема Хартли). Емкостная трехточечная схема (схема Колпица). Генераторы гармонических колебаний с резонансными контурами. Генераторы гармонических колебаний RC-типа. Автогенераторы с кварцевой стабилизацией частоты. Принципы
Защита курсовой работы